高频电子线路（下篇共上中下3篇）300

7.1角度调制信号的基本特性

7.1.1角度调制信号的数学表达式1．调频、调相——统称调角

调频（FM）：用调制信号去控制高频振荡频率，使高频振荡的瞬时频率随调制信号规律作线性变化的过程。

调相（PM）：用调制信号去控制高频振荡相位，使高频振荡的瞬时相位随调制信号规律作线性变化的过程。若为振幅调制（AM），则设：调制信号为

载波信号为调幅波的数学表达式

数，表示单位调制信号电压引起的载波振幅的变化量。不变。其中，为由调制电路决定的比例常FM：

不变。

PM：

不变。

1、抗干扰能力强2、FM广播音质好，但BW宽，波段内容纳的电台数小；主要用于超短波波段。如：调频广播：（88～108）MHz，BW=150KHZ。3．解决了电台拥挤，频率不够分配的问题。4．发射功率小。2．调角特点：各种已调制信号比较动画）一、调频波、调相波的一般表达式（一）、调频信号调频（FrequencyModulation简称FM）：设高频载波

调制信号为根据定义，FM波的瞬时角频率为：为中心角频率。式中为由调制电路确定的比例系数，单位是：rad/s.v

表示单位电压引起的角频率的变化量。

调频波的一般表达式：FM波的瞬时相位为：

调频波的瞬时角频偏

由上分析知：瞬时相位偏移

的积分

最大角频偏

最大相偏

（调频波相位变化的最大值）

（二）、调相（PhaseModulation简称PM）

设高频载波为调制信号为

由定义知：调相信号的瞬时相位瞬时角频率式中

为由调制电路确定的比例系数，单位是rad/v，表示单位电压引起的相位变化量。

调相波的一般表达式：调相信号的瞬时相位偏移：

瞬时角频偏：

最大相偏：

（调相波相位变化的最大值）

最大角频偏：

由上分析知：二、单音频信号调制时调频波、调相波的数学表达式调制信号为单音频信号

时，对进行调频，调相。

设可分别写出调频波和调相波的数学表达式。

1.

调频（FM）时其中为最大角频偏

其中

为最大相位偏移，称为调频波的“调频指数”。

瞬时角频率

瞬时相位于是得到调频波的数学表达式

结论：(1)

(2)

2.

调相（PM）时其中为最大相位偏移，称为调相波的“调相指数”。

其中

于是得到调相波的数学表达式

结论：（1）（2）三、调频波、调相波的时域波形设，对

进行调频和调相，所得到的、及、波形如图7.1.1所示。图7.1.1单音频调制时调频波、调相波波形（a）调频波（b）调相波图7.1.2三角波调制时调频波、调相波波形（a）调频波（b）调相波当为三角波时，对

进行调制，得到的、及、波形如图7.1.2所示。

四、小结1、单音调制的调频波和调相波的表达式均可用和来描述。

为载波角频率，即瞬时角频率变化的平均值；其中为调制信号的角频率，表示瞬时频率变化快慢的的程度。为最大角频偏，表示瞬时角频率偏离中心频率

的最大值。

（或

）以及定义截然不同的三个角频率参数、、2、单音调制时两种调制波的和均为简谐波，但是它们的最大角频偏和调频指数（或调相指数）随和变化规律不同，如图7.1.3所示图7.1.3一定时，和（或）随变化的曲线

3、通式：或其中，

例7.1.1有一正弦调制信号，频率为300～3400Hz，调制信号中各频率分量的振幅相同，调频时最大频偏；调相时最大相移rad。的最大范围和调相时最大频偏试求调频时调制指数

的变化范围。所以

显然，

且大于1。

不变；变化时，解：在调频时，因为与

无关，当F（）而所以

显然调相时，随着F（）的变化，

会产生很大的变化。

而

调相时，因为

与

无关，当F（）

变化时，

不变；

7.1.2调角信号的频谱由于在为单频率信号时和相似；瞬时相移

和无本质区别，所以，可将单频率调制时的调角信号（调频、调相信号）写成统一的表达式：

其中M代替或，因而调频、调相信号具有相似的频谱。

式中

是的周期性函数，其傅立叶级数展开式为：式中

是以M为参数的n阶第一类贝塞尔函数，随M的变化曲线如图7.1.4所示。

图7.1.4贝塞尔函数曲线具有下列性质（1）随着的增加近似周期性地变化，且其峰值下降；（2）（3）（4）对于某些固定的

，有如下近似关系当

时，于是代入调角信号表达式得：其傅立叶级数展开式为：+

+

+……

由上式得到

中包含的成分：

载频：

振幅：

第一对边频：振幅：

第二对边频：

振幅：

振幅：

第n对边频：结论：调角波的特点

（1）单频率调制的调角波，有无穷多对边频分量，对称的分布在载频两边，各频率分量的间隔为F。所以FM，PM实现的是调制信号频谱的非线性搬移。（2）各边频分量振幅为，由对应的贝塞尔函数确定。奇数次分量上下边频振幅相等，相位相反；偶数次分量上下边频振幅相等，相位相同。调角波的频谱结构与调制指数M密切相关。

调幅波在调制信号为单音频余弦波时，仅有两个边频分量，边频分量的数目不会因调幅指数Ma的改变而变化。调角波则不同，它的频谱结构与调制指数M有密切关系，M越大，具有较大振幅的边频分量数越多，如图7.1.5所示，这是调角波频谱的主要特点。

（3）由贝塞尔函数特性知：对应于某些M值，载频和某些边频分量为零，利用这一点，可以将载频功率转移到边频分量上去，使传输效率增加。

图7.1.5和时调角波的频谱图图7.1.6中画出了当一定（

一定），调制信号频率变化时调频波、调相波的频谱图。图7.1.6一定，调制信号频率F变化时调频波、调相波的频谱图。（a）调频波频谱（b）调相波频谱（4）调角信号的平均功率（在单位负载上）载波功率所以，调制前后功率不变，只是功率的重新分配。7.1.3调角信号的频谱宽度理论上，调角信号的带宽为无限宽，但通常规定的1%（或10%）可忽略。∴保留下来的边频分量确定了带宽。例如：若忽略

的分量

表7.1.1中列出了忽略的分量时，宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数表。表7.1.1宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数表

00．5123456010．9390．7650．224-0.261-0.397-0.1780.15110.2420.4400.5770.339-0.066-0.328-0.27720.030.1150.3530.4860.3640.047-0.24330.0200.1290.3090.4300.3650.11540.0030.0340.1320.2810.3910.35850.0070.0430.1320.2610.36260.0110.0490.1310.24670.0030.0150.0530.13080.0040.0180.057调角信号实际占据的有效频谱宽度为：

在高质量的通信系统中，取

，即忽略

式中，L为有效的上边频（或下边频）分量的数目，F为调制信号的频率。在中等质量通信系统中，取

，即忽略的分量，相应的用表示；

的分量，相应的用表示；

如果L不是整数，应该用大于并靠近该数值的正整数取代。

用卡森公式近似表示调角信号的有效频谱宽度，即介于

与之间，但比较接近

。由于

，上式又可表示为当，为窄带调制，此时

显然，窄带调频时，频带宽度与调幅波基本相同，窄带调频广泛应用于移动通信台中。当，为宽带调制时，此时有例7.1.2

已知音频调制信号的最低频率最高频率，若要求最大频偏，求出相应调频信号的调频指数BW和带宽内各频率分量的功率之和（假定调频信号总功率为1W，画出F=15kHz对应的频谱图，并求出相应调相信号的调相指数带宽和最大频偏。解：调频信号的调频指数与调制频率成反比，即所以因为F=15kHz对应的=3，从表7.2.2可查出由此可画出对应调频信号带宽内的频率图，共9条谱线，如图所示。因为调频信号总功率为1W，故，所以带宽内功率之和

调相信号的最大频偏是与调制信号频率成正比的，为了保证所有调制频率对应的最大频偏不超过45kHz，除了最高调制频率外，其余调制频率对应的最大频偏必然小于45kHz。另外，调相信号的调相指数与调制频率无关。由可得所以调相波的与F无关

由以上结果可知，若调相信号最大频偏限制在45kHz以内，则带宽仍为120kHz，与调频信号相同，但各调制频率对应的最大频偏变化很大，最小者仅为60Hz。7.2调频信号的产生

产生调频信号的电路叫做调频器，对它有四个主要要求：

（1）已调波的瞬时频率与调制信号成比例地变化，这是基本要求。

（2）未调制时的载波频率，即已调波的中心频率具有一定的稳定度（视应用场合不同而有不同的要求）。

（3）最大频移与调制频率无关。

（4）无寄生调幅或寄生调幅尽可能小。

实现频率调制的方式有两种：一是直接调频，二是间接调频。7.2.1直接调频方法直接调频：

根据调频信号的瞬时频率随调制信号成线形变化这一基本特性，可以将调制信号作为压控振荡器的控制电压，使压控振荡器的振荡频率随调制信号线性变化，压控振荡器的中心频率即为载波频率。7.2.2间接调频方法

根据调频与调相的内在联系，将调制信号积分后再对载波进行调相，即可以得到调频信号，实现框图如图7.2.1所示。图7.2.1间接调频框图对于来讲，上式就是调频波的数学表达式。当

时，上式可以表示为式中由上式可见，调相器的作用是产生线性控制的附加相移，它是实现间接调频的关键。7.2.3调频电路的主要性能指标

1、调频特性（曲线）：调频特性（曲线）是描述调频电路的基本特性。是输出信号的瞬时频率偏移随调制电压

变化关系的特性，如图7.2.2所示。

图7.2.2调频特性曲线

2．调频灵敏度：单位调制电压的变化产生的频偏，定义为（线性范围内）（Hz/V）显然，

越大，调制信号对瞬时频率的控制能力越强.

3．最大线性频偏：实际电路的调频特性是非线性的，其中线性部分是能够实现的最大频偏。为非余弦形式，它的傅立叶级数展开式为的平均分量，表示调频信号的中式中为心频率由偏离到，称为中心频率偏离量。对于调制特性的非线性，由余弦调制电压产生的评价调频特性非线性的非线性失真系数定义为

4．载频稳定度和准确度：调频电路的载频（中心频率）稳定性和准确度是保证接收机能够正常接受而且不会造成邻近信道互相干扰的重要保证，实际是振荡器的稳定度和准确度。7.3.1变容二极管直接调频电路一、变容二极管的特性变容二极管的符号和结电容随外加偏压变化的关系如式中：为加到变容管两端的电压；变容管的势垒电位差（锗管为0.2V，硅管为0.6V）；

7.3直接调频电路图7.3.1所示，其表达式为当加到变容管两端的电压

时的结电容；

n：变容管的变容指数，与PN结的结构有关，其值为。

为了保证变容管在调制信号电压变化范围内保持反偏，必须外加反偏工作点电压所以加在变容管上的总电压为且当

时，

式中

时变容管的结电容，即静态工作点处的结电容，其中为加在变容管两端的电压（即

）表示结电容调制深度的调制指数。

图7.3.2（a）所示电路为LC正弦波振荡器中的谐振回路。

二、变容二极管作为振荡回路总电容的直接调频电路为高频扼流圈，对高频感抗很大，接近开路，而对直流和调制频率则接近短路；是高频滤波电容，对高频容抗很小接近短路，而对调制频率的容抗很大，接近开路。和

为隔直流电容，作用是保证

能有效地加接近短路，而对调制频率接近开路。到变容管上，而不被L短路，因此要求对高频1、各元件的作用：2、高频等效电路（b）图所示为等效电路。

为变容二极管的结电容。3、变容二极管的控制电路图（c）为变容二极管的控制电路。

结电容不受振荡回路的影响。图7.3.2变容二极管作为回路总电容的直接调频原理电路的作用使等效电容，在单频调制信号

的作用下4、调频原理分析

由于振荡回路中仅包含一个电感L和一个变容二极管回路振荡角频率，即调频特性方程为为式中

时的振荡角频率，即调频电路中心角频率（载波角频率），其值由控制。

由上式可以看出，当变容二极管变容指数n=2时角频偏实现了线性调频。当时，若

足够小，称为归一化调制信号电压，则调频特性方程可以改写为：

令由于x<1，式中三次方以上的项可以忽略，并将代入，可近似为

将上式展开为泰勒级数，得到最大线性角频偏

或相对最大线性角频偏

调频灵敏度

由该式可得到调频波的线性角频偏为：二次谐波失真分量的最大角频偏

中心频率偏离量

相应地，调频波的二次谐波失真系数为中心角频率的相对偏离值

通过上面的分析知：当n一定，即变容管选定后，相对最大线性角频偏与m成正比。增大可以增大，但同时也增大了非线性失真系数和中心角频率的相对偏离值。

或者说，调频波能够达到的最大相对角频偏受非线性失真和中心频率相对偏离值的限制。

成正比是直接调频电路的一个重要特性。可以增大调频波的最大角频偏调频波的相对角频偏与m成正比，也即与当m选定，即调频波的相对角频偏一定时，提高

三、变容二极管作为振荡回路部分电容的直接调频电路

为了提高直接调频电路中心频率的稳定性和调制线性，在直接调频的LC正弦振荡电路中，一般都采用图7.3.4所示的变容管部分接入的振荡回路。图中回路总电容为将式代入，可以得到单频率调制时，回路总电容随变化关系为相应的调频特性方程为

很明显，由于变容管仅是回路总电容的一部分，因而调制信号对振荡频率的调变能力必将比变容管全部接入振荡回路时小，故实现线性调频，必须选用n大于2的变容管，同时还应正确选择C1和C2的大小。

在实际电路中，一般C2取值较大，约几十皮法至几百皮法，而C1取值较小，约为几皮法至几十皮法。当、确定后，根据调制特性方程可以求出变容管部分接入时直接调频电路提供的最大角频偏为式中其中调频灵敏度调频灵敏度

比变容管全部接入时的直接调频电路减小了p倍。虽然调制灵敏度和最大角频偏减小了p倍，但因温度等因素的变化引起不稳定而造成的载波频率的变化也同样减小到1/p，即载波频率的稳定性提高了p倍。同时，加到变容管上的高频振荡电压振幅也相应减小，这对于减小调制失真非常有利。C1和C2对调制特性的影响，如图7.3.5所示。图7.3.5电容、对调频电路调制特性的影响的接入主要改善低频区的调制特性曲线。如图（a）中曲线②、③所示。

的接入主要改善高频区的调制特性曲线。如图（b）中曲线②、③所示。

四、电路实例分析图7.3.6140MHz的变容管作回路总电容的直接调频电路

图5.3.6（a）是中心频率为140MHz的变容管直接调频电路，用在卫星通信地面站调频发射机中。

调频电路的高频通路、变容管的直流通路和音频控制电路分别如图(b)、(c)、(d)所示。

注意：画高频通路时，忽略了接在集电极上的75Ω小电阻。画音频控制通路时，忽略了直流通路中的各个电阻。由图(b)高频通路知，这是一个变容二极管作回路总电容的直接调频电路。

图7.3.7所示是中心频率为90MHz变容二极管部分接入的直接调频电路。

图7.3.790MHz的变容管作回路部分电容的直接调频电路

图7.3.8所示电路是某通信机中的变容二极管部分接入的直接调频电路。该电路的构成中有一个特点，它用了两个对接的变容二极管。

图7.3.8某通信机中的变容二极管部分接入的直接调频电路

图7.3.9(a)是一个电容式话筒调频发射机实例。

电容话筒在声波作用下，内部的金属薄膜产生振动，会引起薄膜与另一电极之间电容量的变化。如果把电容式话筒直接接到振荡器的谐振回路中，作为回路电抗就可构成调频电路。

图7.3.9电容式话筒调频发射机

电容式话筒振荡器是电容三点式电路，它利用了晶体管的极间电容。电容话筒直接并联在振荡回路两端，用声波直接进行调频。

图7.3.9（b）是电容式话筒的原理图，金属膜片与金属板之间形成电容，声音使膜片振动，两片间距随声音强弱而变化，因而电容量也随声音强弱而变化。在正常声压下，电容量变化较小，为获得足够的频偏应选择较高的载频。

这种调频发射机载频约在几十兆赫兹到几百兆赫兹之间。耳语时，频偏约有2kHz；大声说话时，频偏约40kHz左右；高声呼喊时，频偏可达75kHz。这种电路没有音频放大器所造成的非线性失真，易于获得较好的音质。这种调频发射机只有一级振荡器，输出功率小，频率稳定度差，但体积小，重量轻。

7.3.2晶体振荡器直接调频

为了进一步提高频率稳定度，可采用变容二极管晶体直接调频电路。图7.3.10是由变容管晶体直接调频振荡电路组成的无线话筒发射机。图7.3.10变容二极管晶体直接调频振荡电路

图中晶体管T2的集电极回路调谐在晶体振荡器的三次谐波100MHz上，因此该回路在晶体振荡频率处可视为短路。电路为并联型石英晶体振荡器。话音信号由T1放大后加到变容管上实现了调频。由于达到平衡状态时的振荡器工作于非线性状态，所以T2的集电极电流中含有丰富的谐波，其三次谐波由集电极回路选中，通过天线输出，完成了载频的三倍频功能，频偏也扩大了三倍。7.4间接调频——调相电路

直接调频的优点是能够获得较大的频偏，但其缺点是中心频率稳定度低，即便是使用晶体振荡器直接调频电路，其频率稳定度也比不受调制的晶体振荡器有所降低。借助调相来实现调频，可以采用高稳定的晶振作为主振器，利用积分器对调制信号积分后的结果，对这个稳定的载频信号在后级进行调相，就可以得到频率稳定度很高的调频波。7.4.1矢量合成法调相电路

矢量合成法调相电路是由调相信号的表达式得到的，这种方法适合于窄带调相。如单音频调制时，调相信号的表达式为当rad(或15o)为窄带调相时，将上式看作是两个长度分别为和的正交矢量的合成，如图7.4.1（b）所示，合成矢量为上式可化简成为

图7.4.1（b）是一个调相调幅波（幅度的变化可以通过限幅器去掉），得到调相信号。当然，这种方法只能实现（rad）不失真的窄带调相。实现模型如图7.4.1（a）所示。7.4.2、可变相移法调相电路一、简单原理将振荡器产生的载波电压通过一个可控相移网络，如图7.4.2所示，此网络在上产生的相移受调制电压的控制，且其间呈线性关系，即则相移网络的输出电压即为所需的调相波，即

可控相移网络有多种实现电路，如RC相移电路、变容二极管与电感构成的谐振回路的移相电路等。其中应用最广的是变容二极管调相电路。二、变容二极管调相电路

变容二极管调相的实现模型为图7.4.3（a）所示，（b）为并联谐振回路构成的可控相移网络。图7.4.3可变相移法调相电路的实现模型与电路由（b）图知，并联回路的电容受到调制信号电压的控制，结合若加在变容管两端的电压为，则变容二极管结电容为回路阻抗回路的特性，其中为回路固有角频率讨论：（1）未调制（调制信号电压）时，，，即回路的固有谐振角频率等于载波角频率，回路处于谐振状态。此时，回路呈现纯阻，回路两端的电压与激励电流同频同相。（2）当时，回路的固有角频率为若调制信号为小信号，较小，则上式可改写为

其中此时，回路处于失谐状态，若式中

且要求

这就是说，当频率为的载波电流通过回路后，由于回路失谐，在回路两端得到的输出电压为

显然这是调幅、调相波。将幅度变化经由限幅器消除后，即可得到调相信号。

实现变容二极管调相的实际电路如图7.4.4（a）所示。图中各元件的作用如下：别是输入和输出隔离电阻，作用是将谐振回路的输入、输出端口隔离开来；是变容二极管控制电路中偏压源与调制信号之间的隔离电阻；

（b）为高频等效电路；其中等效电流源为电容

分别为隔直流耦合电容和滤波电容。（c）图为变容二极管的音频控制电路；、一般为高音频的取值满足其容抗远小于，即，则在电路中产生的电流为，该电流向电容充电，因此实际加在变容二极管上的调制电压为滤波电路，若

的调相波。为了增大必须采用多级单回路构成的变需要说明的是单节回路，能且只能产生显然，在这种情况下，电路的作用可等效为一积分电路，那么。图（a）所示电路便转换为间接调频电路。容二极管调相电路，图7.4.5所示为三级单回路变容二极管调相电路。这样使该电路总的相移近似三个回路的相移之和，为

注意图中470kΩ和三个0.002µF的并联电容组成的电路满足积分器的条件，因此加到三个变容二极管上的电压为调制电压的积分，所以该电路的输出是调频信号，实现了间接调频的目的。

最大线性频偏是频率调制器的主要质量指标。在实际调频设备中，需要的最大线性频偏往往不是简单的调频电路能够达到的，因此，如何扩展最大线性频偏是设计调频设备的一个关键问题。则当该调频波通过倍频次数为n的倍频器时，它的瞬时角频率将增大n倍，变为

可见，倍频器可以不失真的将调频波的载波角频率和最大角频偏同时增大n倍。一个调频波，若设它的瞬时振荡角频率为

7.5扩展最大线性频偏的方法对角频偏不变（即）的条件下成倍的扩展其最大角频偏。

如果将该调频波通过混频器，则由于混频器具有频率加减的功能，因而，可以使调频波的中心角频率降低或者增高，但不会引起最大角频偏变化。可见，混频器可以在保持调频波最大角频偏不变的条件下增高或降低中心角频率，换句话说，混频器可以不失真的改变调频波的相对角频偏。倍频器可以在保持调频波的相换句话说，

例7.5.1

图7.5.1所示为某调频设备的组成框图，已知间接调频电路输出的调频信号中心频率

，最大频偏

，混频器的本振信号频率

，取下边频输出，试求输出调频信号

的中心频率

和最大频偏

解：由图7.5.1可见，间接调频电路输出的调频信号经两级四倍频器和一级三倍频器后其载波频率和最大频偏分别变为图7.5.1例7.5.1框图

经过混频器后，载波频率和最大频偏分别变为

再经二级四倍频器后，调频设备输出调频信号

的中心频率和最大频偏分别为：

7.6调频波解调电路一．鉴相器的功能及鉴频特性曲线

从频率（相位）已调波中不失真地还原出原调制信号的过程，为调频（调相）波的解调过程，称为频率（相位）检波，简称为鉴频（FMDetector,Discriminator）（鉴相（FhaseDetector））。它们的任务是把载波频率（或相位）的变化变换成电压的变化，实现鉴频（鉴相）的电路称为鉴频（相）器。7.6.1概述作用下产生的，但二者却是截然不同的两种信号，如图7.6.1(a)所示。

就其功能而言，尽管鉴频器的输出是在输入信号图7.6.1（a）鉴频器的功能

鉴频器将输入调频波的瞬时频率[或频偏]的变化变换成了输出电压的变化，将这种变换特性称为鉴频特性。

在线性解调的理想情况下，此曲线为直线，但实际上往往有弯曲，呈“S”形，简称“S”

曲线，如图7.6.1(b）所示。用曲线表示为解调输出电压与输入高频信号瞬时频率之间的关系曲线，称为鉴图7.6.1（b）鉴频特性曲线

[或频偏]频特性曲线。1．鉴频线性范围：鉴频线性范围是指鉴频特性曲线中近似直线段的频率范围，用表示。

表明鉴频器实现不失真的解调所允许的频率变化范围。因此要求应大于输入调频波最大频偏的两倍，即也可以称为鉴频器的带宽。二、鉴频器的主要指标2．鉴频灵敏度

：在中心频率附近，单位频偏产生的解调输出电压的大小。（）附近曲线的斜率或

显然，鉴频灵敏度越高，意味着鉴频特性曲线越陡峭，鉴频能力越强。的线性网络，经变换后得到调频调幅波，其幅度正比于输入调频波瞬时频率的变化，然后通过包络检波器输出反映振幅变化的解调电压。三、实现鉴频的方法1、斜率鉴频器（SlopeDiscriminator）实现鉴频的方法很多，但常用的有以下几种：斜率鉴频的实现模型如图7.6.2所示。先将输入调频波通过具有合适频率特性

先将输入调频波通过具有合适频率特性的线性变换网络，将调频波变换成调频调相波，其相位的变化与输入调频波瞬时频率的变化成正比，再经相位检波器（鉴相器）将它与输入调频波的瞬时相位进行比较，检出反映附加相移变化的解调电压。2、相位鉴频器（PhaseDiscriminator）相位鉴频器的实现模型如图7.6.3所示。

脉冲计数式鉴频器是先将输入调频波通过具有合适特性的非线性变换网络，将它变换为调频等宽脉冲序列。由于该等宽脉冲序列含有反映瞬时频率变化的平均分量，因而，通过低通滤波器就能输出反映平均分量变化的解调电压。也可将该调频等宽脉冲序列直接通过脉冲计数器得到反映瞬时频率变化的解调电压。3、脉冲计数式鉴频器（PulseCountDiscriminator）这种方法的实现模型如图7.6.4所示。

这种鉴频方法有多种实现电路，为了便于了解这种方法的基本工作原理，图7.6.5示出了一个实例，包括其组成方框［图（a）］和相应的波形[图（b）～图（f）]。

4、锁相鉴频器锁相鉴频器是利用锁相环路实现鉴频。这种方法将在第6章中讨论。7.6.2斜率鉴频器一．失谐回路斜率鉴频器图7.6.12单失谐回路斜率鉴频器

图7.6.12所示电路为单失谐回路斜率鉴频器，由LC并联回路构成线性频——幅转换网络，二极管D与RC构成包络检波器。下面定性讨论LC并联回路的频——幅转换特性。1、单失谐回路斜率鉴频器原理

（1）LC并联回路的频幅转换特性令则式中

显然，为频率的函数。

由此可以得到LC并联回路的电压特性的幅频特性曲线，如图7.6.13（a）所示。（2）LC并联回路传输特性图7.6.13单失谐回路的工作波形

当为FM波时，且，回路谐振。此时

对影响不大。当时，如取此时式中

为LC并联回路幅频传输特性中上升段的斜率，即鉴频灵敏度。

所以

显然，

为FM—AM波。

显然，谐振回路两端的信号电压的包络反映了瞬时频率的变化规律。单失谐回路斜率鉴频器的工作波形如图7.6.14所示。

图7.6.14单失谐回路斜率鉴频器的工作波形

单失谐回路斜率鉴频器电路简单，但由于并联谐振回路幅频特性曲线两边倾斜部分不是理想直线，因此在频率——幅度变换中会造成非线性失真，即线性鉴频范围较小。

为了扩大线性鉴频范围，用两个特性完全相同的单失谐回路斜率鉴频构成。如图7.6.15所示。上，下面回路谐振在上，双失谐回路斜率鉴频器又称为平衡斜率鉴频器。2、双失谐回路斜率鉴频器其中，上面回路谐振在

图7.6.15双失谐回路斜率鉴频器认为上、下两包络检波器的检波电压传输系数均为则双失谐回路斜率鉴频器的输出电压为：设上、下两回路的幅频特性分别为和，并，它们各自失谐在调频波中心频率（载波）的间隔相等，均为，即的两侧，并且与随频率f（或）的变化特性就是将两个失谐回路的幅频特性相减后的合成特性，如图7.6.16（a）所示。由图可见，合成鉴频特性曲线形状除了与两回路的幅频特性曲线形状有关外，主要取决于的配置。图7.6.16双失谐回路斜率鉴频器鉴频特性曲线

（双失谐回路斜率鉴频原理动画）若的配置恰当，两回路幅频特性曲线中的弯曲部分就可相互补偿，合成一条线性范围较大的鉴频特性曲线。否则，过大时，合成的鉴频特性曲线就会在

附近出现弯曲，如图7.6.16(b)所示；过小时，合成的鉴频特性曲线线性范围就不能有效扩展。

图7.6.16双失谐回路斜率鉴频器鉴频特性曲线

图7.6.17是微波通信接受机中采用的平衡鉴频器的电路实例。图7.6.17实用双失谐回路斜率鉴频器

调频信号的载频频率35MHz，回路Ⅱ和Ⅲ分别调谐于30MHz和40MHz。电路中有三个谐振回路，回路Ⅰ调谐于输入

由于3个回路的谐振频率互不相同，为了减小相互之间的影响，便于调整，该电路没有采用互感耦合的方法，而是由两个共基放大器连接，两个共基放大器不仅可使3个回路相互隔离，而且不影响信号的传输。二、差分峰值斜率鉴频器(自学)

在集成电路中，广泛采用的斜率鉴频电路如图7.6.18所示的差分峰值斜率鉴频器。图7.6.18集成电路中采用的斜率鉴频器

将输入调频波电压转换为两个幅度按瞬时频率变化的调频调幅波电压和。和分别通过射极跟随器T1和T2再分别加到由T3、C3和T4、C4组成的三极管射极包络检波器上，检波器的输出解调电压由差分放大器T5和T6放大后作为鉴频器的输出电压。显然，其值与和的振幅差值（）成正比。与为实现频幅转换的线性网络。图中与组成频幅转换网络功能：设为回路的电抗。为的电抗。为与串联后的等效电抗为与并联后的等效电抗回路的谐振角频率

令为为与串（并）联，，于是得到，的电抗曲线如图7.6.19所示。图7.6.19线性网络的电抗曲线

后的谐振角频率。图7.6.20鉴频特性曲线

电阻很大，所以在负载由于，的基极输入上产生的电压

的振幅主要由决定。当时，串谐，最小。当时，阻抗最小,并谐，阻抗最大，

最大。又因为很小，上电压的振幅主要由决定。当时，并联谐振，很小。如图7.6.20所示。最大，当时，等效电抗下降很小，均为FM—AM波，分所以

，随变化，使

、别经包络检波器

（三极管射极检波）检波后，经

、、放大，在

集电极输出。当输入调频信号

的瞬时频率

满足

关系时，解调输出电压与调频信号瞬时频偏之间有下列关系成立

式中k是差分峰值鉴频器的增益。显然，调整的鉴频灵敏度、线性范围、中心频率以及上、下曲线的对称性等。通常情况下固定，调整L。

由于差分峰值斜率鉴频器具有良好的鉴频特性，鉴频线性范围可达300kHz，因此在集成电路中得到了广泛的应用。可以改变鉴频器特性曲线7.6.3相位鉴频器

由图（7.6.3）知，构成相位鉴频器的框图中包含两部分，一是鉴相器，二是能够实现频——相变换的线性网络。一．鉴相器

鉴相器即相位检波器，其功能是检测出两个信号之间的相位差，并将该相位差转换为相应的电压。鉴相器有乘积型和叠加型两种电路形式。

乘积型鉴相器由模拟相乘器和低通滤波器构成，如图7.6.21所示。图7.6.21乘积型鉴相器

1、乘积型鉴相器

设鉴相器的两个输入信号分别为：与二者之间除了有相位差

外，还有

的固定相移。不同，鉴相器的工作特点各不相同。

的幅度均较小，为小信号时，当两个输入信号与相乘器的输出电压为根据乘法器两个输入信号和幅度大小的经过低通滤波器，滤除中的高频成分，得到的输出电压为：输出电压

与两个输入信号的相位差

的正弦值成正比，作出的关系曲线即为鉴相器的鉴相特性曲线。

如图7.6.22所示。这是一条正弦曲线，称之为正弦鉴相特性。

图7.6.22正弦鉴相特性当时，

，此时可得

此式说明：乘积型鉴相器在输入信号均为小信号的情况下，只有当

时，才能够实现线性鉴相。式中为鉴相特性直线段的斜率，称之为鉴相灵敏度，单位为。此时，当鉴相器的输入为调相信号，即时，得到的鉴相器的解调输出电压

实现了对调相波的线性解调。当两个输入信号的幅度较小，为小信号，为大信号时，控制相乘器使之工作在开关状态，输出电压为通过低通滤波器滤除高频分量得到的输出为鉴相特性仍为正弦特性。

当两个输入信号与均为大信号时，

由图可见，当

图7.6.23示出了两个开关信号相乘后的波形。等宽的双向脉冲，且频率加倍，如图（a）所示，因而相应的平均分量为零。时，相乘后的波形为上、下

图7.6.23两个开关波形相乘后的波形宽的双向脉冲，如图(b）所示，因而在的范围内，经过低通滤波器，取出的平均分量（即解调输出）为时（设），当相乘后的波形为上、下不等图7.6.24三角形鉴相特性相应的鉴相特性曲线如图7.6.24所示，在范围内为一条通过原点的直线，并向两侧周期性重复。

这种鉴相器是比较两个开关波形的相位差而获得所需的鉴相电压，因而又将它称为符合门鉴相器。

2、叠加型鉴相器

将两个输入信号叠加后加到包络检波器而构成的鉴相器称为叠加型鉴相器。为了扩展线性鉴相范围，一般都采用两个包络检波器组成的平衡电路，如图5.6.25所示。图7.6.25叠加型鉴相器

由图可见，加到上、下两包络检波器的输入信号电压分别为：假设和可分别表示为超前一个

的相角。此时可用矢量表示为式中，和分别为合成矢量和的长度。图7.6.26和的矢量图(a)

(b)

(c)

根据矢量叠加原理，可以得到图7.6.26所示的矢量图，

显然，当时，合成矢量长度

当时，合成矢量长度

当时，合成矢量长度和经包络检波器检波后，若包络检波器的检波电压传输系数为，则鉴相器的输出电压为当时，鉴相器输出电压所以当时，鉴相器输出电压且越大，输出电压就越大。且的负值越大，输出电压负值就越大。

综上可知，叠加型平衡鉴相器能将两个输入信号的相位差的变化变换为输出电压才具有线性鉴相特性。

当时，鉴相器输出电压的变化，实现了鉴相功能。

可以证明，其鉴相特性也具有图7.6.22所示的形式，即具有正弦鉴相特性，且只有当比较小时，

目前广泛采用的是C1和RLC单谐振回路或耦合回路构成的频率——相位变换网络。1、C1和RLC单谐振回路的频相转换特性

电路如图（7.6.27）所示。设输入电压为，RLC回路两端的输出电压为，则回路的电压传输特性为二．频率——相位变换网络7.6.27C1和RLC单谐振回路频相转换网络在失谐不大的情况下，上式可以表示为为：式中代入上式并整理得令，式中为广义失谐量。

其中为幅频特性为相频特性

由此画出的幅频特性和相频特性曲线如图7.6.28所示。图7.6.28C1和RLC单谐振回路的频率特性若则有于是可以近似认为在上下随线性变化，近似为常量。由于实现了不失真的频率相位变换功能。对于单频率调制的FM信号当时，其瞬时相位

瞬时角频率

输出信号的相位：所以，振幅的变化可由限幅器限幅掉。得到的为一调频调相信号。2、耦合回路频相变换网络图7.6.29互感耦合回路频相变换网络

耦合回路频相变换网络有互感耦合回路和电容耦合回路两种形式，这里仅介绍互感耦合回路的频率相位变化特性。

图7.6.29（a）为互感耦合回路频相变换网络。图中，设初、次级回路参数相同，即两回路的损耗相同，耦合系数，初、次级回路的中心频率均为。为使分析简单，先作几个合乎实际的假定：①

初、次级回路的品质因数均较高；②

初、次级回路之间的互感耦合比较弱；也保持恒定。③

在耦合回路通频带范围内，当保持恒定，

于是可以近似地得到图（b）所示的等效电路，图中初级电流

在次级回路中产生的感应串联电动势为式中，正、负号取决于初、次级线圈的绕向。现在假设线圈的绕向使该式取负号。所以

回路中产生的电流式中，

由等效电路图7.6.29（b）可知，串联电动势

在次级由此可得耦合回路的电压传输函数为式中为幅频特性为相频特性因此，

在次级回路两端产生的电压为图7.6.30耦合回路的传输函数（a）幅频特性（b）相频特性

由此画出的幅频特性、相频特性曲线如图7.6.30所示。由电压传输函数知，当回路输入电压的角频率

变化时，次级回路电压超前一个（）的相角，而由次级回路对信号角频率的失谐量决定，即当时，即与输入调频波的瞬时频偏成正比，回路实现了频相转换的功能。实际上，的幅度也将随输入调频波的瞬时频率变化，只是这种变化可以通过限幅器限幅掉。三．相位鉴频电路

例如电视接收机伴音的集成电路是采用双差分对相乘器实现鉴频的，乘积型相位鉴频器的实现电路如图5.6.32所示。

根据鉴相器的不同，相位鉴频器分为乘积型和叠加型两种。1、乘积型相位鉴频器

乘积型相位鉴频器又称为集成差分峰值鉴频器，或正交移相型鉴频器。图7.6.32乘积型相位鉴频器的实用电路设经后，

经频相转移网络，输出为调频调相信号。即、分别送入由、及组成的双差分对电路中，在满足线性输入条件下，其单端输出电流为射随器后得到：经得到的输出电压为经过低通滤波器后，设LF增益为1，则输出为：式中式中是恒流源电路T9为差分对T7T8提供的电流。当时，，输出为得到的鉴频特性曲线如图7.6.33所示。式中，为频相转移网络的幅频特性。而对FM波，，实现了线性解调。图7.6.33鉴频特性曲线

图7.6.34所示为单片集成模拟相乘器BG314构成的相位鉴频电路。电路中晶体管T是射随器作为隔离级，C1、RLC构成线性移相网络作为负载。运算放大器A做为双端输出转单端输出电路，R11、C3组成低通滤波器。图7.6.34单片集成模拟相乘器BG314构成的相位鉴频电路

图7.6.35所示为常用的叠加型相位鉴频器电路，称为互感耦合相位鉴频器。图中L1、C1和L2、C2均调谐在调频信号的中心频率上，并构成互感耦合双2、叠加型相位鉴频器调谐回路，实现频相转换。图7.6.35叠加型相位鉴频器图7.6.35中，为隔直耦合电容，它对输入信号频率呈短路；为高频扼流圈，它在输入信号频率上的阻抗很大，近似开路，但对低频信号阻抗很小，近似短路。初级回路电压通过加到上，由于的高频容抗远小于的感抗，所以上的压降近似等于。D1、C3、R1及D2、C4、R2构成两个包络检波电路。显然与图5.6.25完全相同。图7.6.36图5.6.35的等效电路

因此，图7.6.35可以等效为图5.6.36。

由图7.6.36看出，加到两个二极管包络检波器上的输入电压分别为8.1反馈控制电路概述

各种通信和电子系统中，为了提高其性能指标，或实现某些特殊的指标要求，广泛采用各类反馈控制电路。分类自动振幅（增益）控制电路ALC(AGC)自动频率控制电路AFC自控相位控制电路APC作自动调节系统，它由反馈控制电路和受控对象两部图中，和分别为反馈控制电路的输入量和输出量，它们之间的关系是根据使用要求予以设定的，设为各种反馈控制电路，就其作用原理而言，都可看分组成，如图8.1.1所示。

控制过程：若受某种因素的影响而遭到破坏，则反馈控制器就对和进行比较，检测出它们与预定关系之间的偏离程度，并产生相应的误差量，加到被控制对象上对进行调节，使和之间接近到预定的状态（关系），而进入稳定状态。

反馈控制电路的类型不同，需要比较和调节的参量就不同。

自动频率控制电路，需要比较和调节的参量为频

自动相位控制电路需要比较和调节的参量为相位，

自动电平控制电路需要比较和调节的参量为电压和为电压（电流）。（电流），相应的和为频率。率，则相应的

和为相位。则相应的8.1.1自动电平控制电路（ALC）

自动电平控制电路的基本作用是减小因各种因素引起系统输出信号电平的变化。例如，减小接收机因电磁波传播衰落等引起输出信号强度的变化，稳定发射机输出电平，并便于在一定范围内进行调整，可作为信号发生器的稳幅机构或输出信号电平的调节机构等。

常见的自动电平控制电路用于调幅接收机时，称为自动增益控制（AutomaticGainControl）电路，简称为AGC电路。

自动增益控制电路的作用是，当输入信号电压在很大范围变化时，保持接收机输出电压几乎不变。

具有自动增益控制电路的超外差式接收机方框图如图8.1.2所示。图8.1.2具有自动增益控制电路的超外差式接收机方框图

图6.4.10是晶体管收音机中的简单AGC电路。调节可音频信号的最低频率，避免出现反调制。6.1.1，可以使低通滤波器的截止频率低于解调后变电阻

图6.4.10收音机中的实际二极管检波电路

8.1.2自动频率控制电路（AFC）

自动频率控制电路的控制对象是信号的频率。AFC电路的主要作用是自动控制振荡器的振荡频率。图8.1.9是自动频率控制电路的原理方框图。图8.1.9自动频率控制电路原理框图6.1.2该框图的自动频率调整过程是：压控振荡器的频率频器无输出，控制电压，压控振荡器振荡频率不变；与标称频率在鉴频器中进行比较。当时，鉴当时，鉴频器就有误差电压输出，这个误差电压正比于频率误差，经过低通滤波器滤除干扰及噪声后，得到控制电压，利用控制电压控制压控振荡器的振荡频率，最终使压控振荡器的频率发生变化；变化的结果使频率误差减小到一定值，自动控制过程即停止，压控振荡器即稳定于的频率上，环路进入锁定状态。锁定状态的称为稳态频率误差（剩余频率误差）。

图8.1.12为锁相环路的基本组成方框图。控制对象为压控振荡器（VCO）；反馈控制器由检测相位差的鉴相器（PD）和低通滤波器（LF）组成。8.1.3自动相位控制电路（APC）

(锁相环路——PLL)

图8.1.12锁相环路的组成方框图频率和相位之间存在着确定的关系。将输入信号电压和VCO电压分别用旋转矢量表示，如图8.1.13(a)所示。矢量的转动角速度和相应的角位移就是所示电压图8.1.13(b)所示为VCO角频率等于输入信号角频率。环路锁定时，两个旋转矢量之间的瞬时相位差便保）。的角频率和相应的瞬时相位（

持恒值（）。图8.1.13用旋转矢量说明PLL的相位（频率）控制过程8.2.1锁相环路的基本组成及数学模型

一、锁相环路的组成框图：当时→→→→↓，直到，环路锁定。锁相环路的工作原理简述如下：图8.1.12锁相环路的组成方框图

各种反馈控制电路，由于它们均是利用误差产生控制电压，去控制受控对象，当电路达到动态平衡以后，必然存在一定的误差——称之为稳态误差。∴ALC：电平误差AFC：频率误差APC——（PLL）——相位误差由于：

所以,PLL的频率误差所以

结论：PLL也是一种实现频率跟踪的自动控制电路，它与AFC电路的区别在于可以实现无误差的频率跟踪，即。但与AFC的控制原理不同。二、锁相环路的相位数学模型

（一）相位检波器（鉴相器）（PD）1、作用：检测出与之间的瞬时相位差，并产生相应的输出误差电压。若图8.1.12中的输入、输出信号分别为（8.2.1）

（8.2.2）式中、分别为、的起始相角，而一般为设：

为时，VCO的固有振荡角频率，称之为为输入信号角频率。为了便于比较，将式（8.2.1）、（8.2.2）变换为（8.2.3）（8.2.4）时，VCO的振荡角频率。为参考角频率。

其中显然：

为的角频率偏离参考角频率的大小。的角频率偏离参考角频率为的大小。2、实现模型相乘器的输出为乘积型鉴相器如图8.2.1所示。图8.2.1乘积型鉴相器的组成模型

其中，为、的瞬时相位误差。为鉴相灵敏度，单位是伏特（V）。（8.2.5）

经过低通滤波器滤波后的误差输出电压为

得到的鉴相特性曲线如图8.2.3所示。

由式（8.2.5）可以得到正弦鉴相器的相位功能模型如图8.2.2（b）所示，图8.2.2正弦鉴相器的功能模型（二）．环路低通滤波器（LF）：

1、作用滤除鉴相器输出电流中的无用组合频率分量及其它干扰分量，以达到环路性能的要求，保证环路的稳定性。2、电路形式常用的的环路低通滤波器的电路形式。图8.2.4常用的的环路滤波器的电路形式3、传输特性（a）图（1）复频域传输函数其中（b）图其中（c）图其中（2）时域传输特性：对于以上积分式滤波器，在通带范围内，若（或），输出电压与输入电压的关系为：以（a）图为例：则若令称之为微分算子，则：为积分算子。所以其中为时域传递函数与频域传输函数比较：可以得到同理可得（b）（c）图：

结论：对于积分式滤波器，在通带范围内，若满足（或）的条件，在已知频域传递函数的情况下，只需将s用p取代，即可得到时域传递函数；反之亦可。4、电路模型

图8.2.5环路低通滤波器的电路模型（三）．压控振荡器（VCO）1、作用：产生振荡频率随控制电压变化的振荡电压。是一种电压一频率变换装置。2、电路形式：能实现调频的振荡器都可以作为压控振荡器，控制电压即为调制电压。

3、电路模型：例如变容二极管调频振荡器。在一般情况下，压控振荡器的振荡频率随控制电压变化的特性是非线性的，如图8.2.6（a）所示。

在线性范围内，压控振荡器的控制特性为

：控制灵敏度，显然，在一定范围内满足：又∵∴比较上式可得单位图8.2.6压控振荡器（VCO）的控制特性即由该式知：单就

与的关系而言，VCO是一个理想的积分器。可用微分算子表示为：

由此得到VCO的电路模型如图8.2.6（b）所示。图8.2.6压控振荡器（VCO）实现模型

将上述各部分的时域模型按图8.1.12连接起来，构成图8.2.7所示的环路相位数学模型。

图8.2.7锁相环路的相位数学模型

四．锁相环路的相位数学模型1、PLL的基本环路模型8.2.2、锁相环路的基本方程或

（1）、瞬时角频差（InstantaneousFrequencyDifference）

表示VCO振荡角频率偏离输入信号角频率的数值。式中各项的物理意义：由图8.2.7锁相环路的相位数学模型知：

（2）控制角频差(ControlledFrequencyDifference)表示VCO在控制电压的作用下产生的振荡角频率偏离参考角频率的数值。表示输入信号角频率偏离参考角频率的数值。当输入信号频率确定后，是固定数值。动态方程可进一步改写成为

物理意义：表明环路闭合后的任何时刻，瞬时角频差和控制角频差之和恒等于输入固有角频差。

（3）、输入固有角频差(OriginalFrequencyDifference)或

[初始角频差（InitialFrequencyDifference）]

跟踪过程：环路原本锁定，由于外界因素造成环路失锁，而环路通过自身的调节过程可以重新维持锁定的过程。环路中有两种不同的自动调节过程：

捕捉过程：环路原本失锁，闭合后环路通过自身的调节由失锁进入锁定的过程。

当环路处于跟踪状态时，一般相位误差较小，锁相环可视为线性系统。8.3.1锁相环的静态特性1、环路锁定时瞬时角频差为零环路闭合前：由于控制角频差环路闭合后：，增加，下降，环路达到锁定状态。环路锁定时，VCO振荡角频率等于输入信号角频率，直到。即

当环路锁定时，

，即为环路锁定时的LF的时域传输特性。其中无源滤波器：无源比例滤波器：有源比例滤波器：2、稳态相差稳态相位误差式中：为环路锁定时的环路直流总增益。该式说明：态相位误差越大，即随着

的增加，将VCO的

调整到等于所需的控制电压越大，因而产生的也就越大。直到

时，上式无解。

越大，稳环路锁定时，输入固有角频差

或者说：过大，环路无法锁定。其原因在于当由于环路锁定时，，即所以即环路可以实现无误差的频率跟踪。

时，（鉴相器输出）电压已最大，若继续使增大，。使之等于反而减小，也就无法获得所需的以调整VCO的

若环路原本处于锁定状态，由于某种原因引起输入信号角频率变化，造成输入角频差增大，但环路通过跟踪过程，能够维持环路锁定所允许的最大输入固有频差，称为锁相环路的同步带或跟踪带，用表示。由于，根据定义可知同步带为

3、同步带（跟踪带）同步带定义：的效果是一样的，因此同步带可以表示为

该式表明：要增大锁相环的同步带，必须提高其直流总增益。实际上，由于输入信号角频率向两边偏离

不过，这个结论是在假设VCO的频率控制范围足够大的条件下才成立。

8.3.2锁相环的跟踪特性环路的瞬变过程与稳态相差统称为PLL的跟踪特性。此时基本环路方程可简化为线性微分方程值一般很小，如前所述，锁相环在跟踪过程中，的条件，可以近似用线性函数逼近鉴相器的满足器的鉴相特性，即

式中的单位为。图8.3.1锁相环路的线性化相位数学模型相应的线性化相位数学模型如图8.3.1所示。一、PLL的传输特性设、、分别是、、的拉氏变换，而p用s取代后可以得到图8.3.2所示的线性化频域模型：环路的闭环传递函数为其中为环路的开环传递函数。环路的误差传递函数为：

在实际应用中，应将环路滤波器的传输函数代入到上述方程中，就可以得到实际锁相环路的传递函数。

可以看出，传递函数的性质实际上是由环路滤波器的性质决定的。环路中采用的环路滤波器的形式不同，相应的传递函数也不同。利用误差传递函数，在给定的前提下，求出，再求的拉氏反变换，即可得到瞬态响应和稳态相位误差。即瞬态响应￡-1

利用终值定理，求得稳态相位误差二、瞬时响应及稳态相位误差例8.3.1

在图8.3.3所示的锁相环中，已知，，当输入角频率发生阶跃变化时，，要求环路的稳态相位误差为，试确定放大器的增益，并求出相位误差函数。解：由于环路滤波器为RC低通滤波器，其传递函数为于是，环路的误差传递函数为式中称为阻尼系数。是时系统的无阻尼振荡角频率——自然谐振角频率。设时，环路锁定，且有，。在位差为其拉氏变换为时，输入信号角频率产生幅度为阶跃变化，则在后的固有相因此环路的相位误差为瞬态响应￡-1

￡-1

式中，等式右边第二项为振幅按指数衰减的两个正弦函数的差值。这两个正弦函数的角频率相同（其值与、、有关），相位差为，振幅不同。当时，该项的振幅值趋于零，是瞬态相位误差。当一定时，取不同值时，由上式画出的曲线如图8.3.4所示。稳态相位误差为显然，提高环路直流总增益，可以减小。将已知数值代入上述各式中，可以求得此时因而相位误差函数三、正弦稳态响应在PLL中，正弦稳态响应是指输入相位为正弦信号时环路的输出响应。

当输入信号的相位按正弦规律变化时（即输入正弦调频或调相信号），PLL的输出信号相角，即压控振荡器振荡信号的相角，也将按正弦规律变化。但相位变化的幅度和初始相位将随频率的不同而不同，称这种性质为环路的频率特性或频率响应。若输入信号相角为则环路的稳态响应输出也必为正弦信号，即相应的锁相环路输入、输出信号电压分别为：显然它们均为单音频调制的调相信号。若将、用复数表示为

令PLL中的正弦稳态响应即环路对调相信号中的正弦相位的频率特性为且PLL的频率特性可以用代替闭环传递函数中的S求得。其中、、、均为的函数。

例如，采用简单RC积分滤波器的PLL，其闭环传递函数为若令，相应的幅频特性为图8.3.5画出了不同时的幅频特性曲线。

由图可见，对于输入正弦相位来说，PLL具有低通滤波器的特性。其形状与有关。当时，特性曲线最线最平坦，上限频率为：解：根据已知数据求得所以

由上例可见，通过增大环路滤波器的时间常数，减小环路的直流总增益，可以将环路的带宽做的非常窄。例8.3.2

在采用简单RC积分滤波器的PLL中，若，求。从稳定性判定准则可知，如果PLL的闭环传递函数

中的极点全部位于S平面的左半平面，即极点的四、PLL的稳定性实部小于零，则系统是稳定的。

若环路原本是失锁的，但环路能够通过自身的调节由失锁进入锁定的过程称为捕捉过程。称为捕捉带（PullinRange，CaptureRange），用表示。

一般情况下，捕捉带不等于同步带，且前者小于后者，锁相环路的捕捉过程属于非线性过程，在工程上广泛采用相图法径行分析。能够由失锁进入锁定所允许的最大输入固有角频差

一、相图概念以相位差为横坐标，以为纵坐标相平面内的任意点称为相点，它表示一个状态点。

系统的状态随时间的变化过程可以用相点在平面上的移动过程来表示，相点的移动描述出的曲线称为相轨迹，绘有相轨迹的平面称为相图。构成的平面称为相平面。

因为VCO是一个理想的积分器，所以锁相环路的阶数为n+1，n为LF的阶数。二、一阶环路捕捉过程的讨论无环路滤波器（）的锁相环为一阶环，其动或由此画出一阶环的相图如图8.4.1所示。态方程为

PLL的阶如当采用一阶无源RC积分滤波器时，则PLL为二阶。当外因影响造成时，若，（横坐标以上的上半面）即相位误差随时间的增加而

在图（a）中各A、B点处均满足的条件，环路锁定，为平衡点。增加，所以相点必然沿着相轨迹从左向右转移；图8.4.1一阶环路的动态方程图解

（一阶环相图动画）若，(横坐标以下的下半面），即相B点为不稳定平衡点，一旦状态偏离了B点，就会沿箭头所示方向进一步偏离B点，最终稳定到邻近的稳定平衡点A，而不可能再返回B点。迹从右向左转移。所以，A点为稳定的平衡点。图8.4.1一阶环路的动态方程图解

随时间的增加而减小，相点必然沿着相规位误差式中，n为正整数。随着的时，A、B两点重合，无稳定的平衡点，环路无法锁定，如图（b）、（c）所示。

锁定状态的稳态相位差

图8.4.1一阶环路的动态方程图解

增加，A、B两点逐渐靠近，当所以，环路能够锁定所允许的最大称为同步带，用表示。显然一阶环由上面的讨论可以得到以下两点：1、当时，因为在每一个区间之内都有一个稳定的平衡点A，所以不论起始状态处于相轨迹上哪一点，环路均会在一周期内到达A点，即的变化量都不，即一阶环路捕捉过程不经过周期跳跃。会超过快捕带

不经过周期跳跃就能入锁的捕捉过程称为快捕过程，对应快捕所允许的最大固有角频差称为快捕带，用符号表示。捕捉带环路能够进入锁定所允许的最大称之为捕捉带，表示。用一阶环路的快捕带

根据捕捉带的定义，一阶环的捕捉带同样为

综上所述，一阶环路的同步带、捕捉带和快捕带都相等，在数值上等于环路直流总增益，即且捕捉时间长短与初始状态有关。例8.4.1

已知一阶锁相环路鉴相器的

，压控振荡器的固有振荡频率

，问当输入信号频率

时，环路能否锁定？若能锁定，试求稳态相位差和此时的控制电压。解：由题意知，环路的直流总增益

固有角频差

所以，环路的捕捉带

显然，

由（8.4.3）式知，环路锁定后的稳态相位误差为要维持此相差的误差电压为

，所以环路可以锁定。2、当时设，闭合前：VCO的角频率为环路闭合的瞬间，由PD产生此时即此时，，使在下摆动，而又是恒定的，所以它们之间的差拍频率（）也将随时间摆动。当时，随时间减小，小，当时，增大，大，随时间增长快。如图8.4.2（a）所示。增长慢。显然，不再是正弦波，而是正半周长、负半周短的不