【异步电机变频调速系统的硬件设计分析案例4300字】

异步电机变频调速系统的硬件设计分析案例根据矢量控制原理，以TI公司的TMS320LF2407A型DSP为核心，运用空间电压矢量脉宽调制技术，完成异步电动机SVPWM矢量控制调速系统的硬件设计，主要包括主电路、驱动隔离电、电流检测及过流保护电路、DSP控制电路的设计。1.1TMS320LF2407A型DSP芯片介绍系统控制电路以TMS320LF2407A型16位定点DSP芯片为核心，由于该芯片引脚多，封装较小难以焊接，这里采用合众达公司的TMS320LF2407A简易开发板—EVM板，图是控制电路图。该EVM板主要包括：(1)TMS320LF2407A主控芯片，PGA封装；(2)外部存储器扩展电路，使用的SRAM芯片为CY7C1021；(3)电源部分：2407A芯片工作电压为3.3V，所有这里采用+5V到+3.3V的电压转换芯片TPS7333来给DSP供电；(4)晶振电路：采用15M的晶振，通过对DSP内部倍频系数的设置可实现所需的执行指令的速度；(5)发光二极管以及方便外部扩展的2407A芯片引脚的引出端。2407A芯片负责采样电机各相电流，计算电机转速和位置，并运用矢量控制算法得到SVPWM控制信号，经过光耦隔离电路后，驱动逆变器功率开关器件。同时2407A芯片还监控变频系统的运行状态，当系统出现短路、过流、过压、过热等故障时，就通过2407A芯片的PDPINT引脚封锁SVPWM信号，让电机停转。图4-1DSP控制电路图1.2变频器类型选择和功率器件的选择图4-1DSP控制电路图变频器分为交-直-交变频器和交-交变频器两种。前者具有的特点：在直流侧并联滤波电容缓冲无功功率，直流电源阻抗小；二极管不控整流，调频和调压由逆变器完成；功率因数高，调节速度快；输出电压和电流波形接近正弦波。虽然大功率交-交变频器应用广，但因其功率因数低，谐波大，输出频率低，使用元件多使其应用受到了限制。而交-直-交变频器使用元件少，控制简单，所以本课题中主电路采用交-直-交电压源型变频器。图4-2IGBT内部结构示意图相较于门极可关断晶闸管GTR，IGBT（其结构如图4-2所示）开关速度高，损耗小，当电压为1000V以上时，其开关损耗只有GTR的1/10。在相同电压和额定电流的情况下，IGBT比GTR的耐脉冲电流能力更强，安全工作区更大，但同时还能保持较高的开关频率，因此这里采用IGBT作为主电路控制元件。 图4-2IGBT内部结构示意图1.3主电路设计调速系统主电路采用交-直-交电压型变频器，其结构如图

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所示，由三相桥式不控整流电路对工频交流电进行整流，经电容滤波后提供给逆变电路，由逆变电路将整流电路输出的直流电转换成电压幅值和频率都可调节的交流电。这里主电路设计主要包括变压器、整流电路、中间滤波电路、逆变电路、缓冲电路等的设计。图4-3电压型交-直-交变频主电路本系统中三相异步电机的主要参数为PN=750W，UN=220V，I图4-3电压型交-直-交变频主电路1.3.1变压器根据高等教育出版社陈坚编写的《电力电子学》P117公式知：（4-1）其中m为调制系数，UL为输出线电压有效值，UL=UN（UN为变压器额定电压）。当m=1时：（4-2）则变压器副边额定电压：（4-3）又因为m可能大于1也就是过调制，故U2N取220V。1.3.2整流电路由图4-3知，二极管组成的三相桥式不控整流电路将交流电转换为直流电。流过二极管的电流有效值（4-4）Id为最大负载电流，一般取4~6倍IN（IN为电机电流额定值），这里取5IN。（4-5）考虑1.5~2倍的电流裕量系数，则二极管电流额定值（4-6）二极管承受的最大电压：（4-7）考虑1.5~2倍的电流裕量系数，二极管额定电压：（4-8）根据以上计算和市场供货情况选用型号为HR15120，10A/1200V的整流二极管。1.3.3中间滤波电路这里滤波电路采用电容滤波，其作用为减小逆变器输出电压脉动，得到较为平稳的输出电压。同时还可吸收电子电路工作过程中产生的电流波动和经由交流电源串入的干扰，使得电子电路的工作性能更加稳定。若主电路中没有滤波电容，则整流电路的输出平均电压为：（4-9）加上滤波电容后，若电容值足够大，则直流电压可达输出交流线电压的峰值。（4-10）k为考虑功率器件开关损耗等而引入的裕量系数，一般取k=1.5~2。这里Ud取为600V。考虑输入电压存在10％的波动，则Umin为540V，Umax为660V，设电源的功率因数n=0.9，则（4-11）故根据计算选用两个470μf/450V的铝电解电容。因为电解电容的电容量有较大的离散性，电容Cl和C2的电容量常不能完全相等，它们承受的电压也不相等，会使承受电压较高的电容器容易损坏，因此在Cl和C2旁各并联一个阻值100KΩ的均压电阻R1和R2。图4-4中间滤波电路1.3.4逆变电路IGBT承受的最大电压（4-12）考虑1.5~2倍的电流裕量系数，故IGBT的额定电压：（4-13）流过IGBT的最大电流为：（4-14）式中IN为电机电流额定值。考虑到1.5~2倍的电流安全系数：（4-15）根据以上计算，采用东芝的GT25Q101型IGBT，额定值：15A/1200V。1.3.5缓冲电路图4-5图4-5基本缓冲电路由前段所述，在IGBT的两端并联上关断缓冲电路可以有效防止电压过冲从而保护IGBT。而关断缓冲电路又可以分成RC和RCD两种形式，如图4-5所示，因为阻容端电压不能突变，所以IGBT的端电压也不能过冲。而且串联电阻Rs还能起到防止器件因过电流被损坏的作用。（4-16）上式中I0为负载电流，这里取电机的额定电流即为2A，tf为IGBT的最大降落时间，一般tf=(0.35~0.5)μs，这里取0.4μs。kβ为常量，这里取1，Ud为直流电压，Cs取800pF。

Ω（4-17）τmin为最小开通时间，τmin=（0.3~0.8）μs。此处取0.5μs。

故该RC缓冲电路采用800pF电容，200Ω电阻。4．4DSP控制电路设计由于DSP采用了多总线的Harvard结构、专用硬件乘法器（1个周期内能完成1次乘法和1次加法）和专用DSP指令等方法，从而使其具有高速的运算能力，所以DSP已成为高性能传动控制系统设计的首选器件。该系统控制电路核心部分采用TI公司的TMS320LF2407A型16位定点DSP芯片，该芯片的功耗低，指令的执行周期短，通常在ns数量级，实时性，性能优良。对电机的高效率控制，DSP的运算能力它合二为一，所以特别宜用与控制系统。电源用的是TPS7333，它是+5V到+3.3V的电压转换芯片，能输出0.5A的最大电流。DSP的外设模块最大的工作电流也能达到0.12A，再加上其非常低的电压降和较低的静态电流，完全可以满足系统要求。DSP负责相电流采样，转速计算，然后运用矢量控制算法，得到SVPWM控制信号，来控制逆变器功率开关器件。还能对监控系统状态，发生故障时能够及时封锁SVPWM信号，让电机停止运行。图图4-6电源转换电路1.5驱动隔离电路的设计1.5.1驱动电路图4-7是用一片IR2110驱动两个IGBT的设计电路图。其中C1为自举电容，采用钽电容，VCC通过二极管D1向电容C1充电，由于IGBT的开关频率等于C1的充放电频率，这里D1选用的是快恢复二极管R157(1000V/1.5A)，其耐压值为直流电压VD。C2为VCC的滤波电容。假设在VT1关断期间，C1充电到VCC。当HIN为高电平时VM1开通，VM4关断，VC1加到VT1的栅射极之间，C1通过VM1，Rg1和VT1的栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。此时VC1可等效为一个电压源。当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，VT1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，VT1关断。经短暂的死区时间（Td）之后，LIN为高电平，VT4开通，VCC经VD1，VT4给C1充电，迅速为C1补充能量，如此循环反复。接线时需要注意IR2110的4、8、14引脚应悬空而不能接地，否则容易烧坏芯片；另外要购买正规器件，若使用质量差的IR2110，上桥臂通道不能承受500V的电压，会造成调试失败。1.5.2光耦隔离电路图4-8光耦隔离电路交流隔离放大电路中采用的隔离方式主要有变压器隔离和光耦隔离，其中变压器隔离即电磁隔离，根据电磁感应原理，通过变压器进行电磁隔离。但电磁隔离设备体积较大而且容易受到磁场影响。图4-8光耦隔离电路系统采用了光电耦合器件6N136进行主电路和控制电路的进一步隔离，其体积小，寿命长，抗干扰能力强，速度快等，设计的光耦隔离电路如图4-8所示。因为光耦输出端一般为集电极，故当输入的默认状态为低电平时，输出都为高电平。故输出端接了一个74HC14反相器，可使输出为低电平。1.6检测电路设计1.6.1电流检测电路系统采用转速/电流双闭环的矢量控制，需要三相定子电流iA，iB，iC的值进行坐标变换来获得电流环的反馈值id1，iq1，另外检测出的三相定子电流还要用于给过流保护电路提供电流信号。图4-9霍尔传感器原理图电流检测里检测元件有电流互感器，分流器，霍尔电流传感器，其中霍尔电流传感器原理图如图4-9所示。霍尔电流传感器有如下几个优点：高灵敏度、温度变化大时也有较好的稳定性、很好的抗干扰性、优秀的高频特性、低功耗等。图4-9霍尔传感器原理图由于TMS320LF2407A芯片允许的输入电压信号范围是0~3.3V，而三相定子电流为交流信号，交流电压信号必须经过信号调理变成单极性的0~3.3V的电压信号后才能送给2407A芯片。采用的霍尔电流传感器为LA28-NP，其电源电压为±15V，原边电流测量范围为-36A~+36A，输出额定电流有效值为25mA。定子电流检测电路如图4-10所示。图4-10定子电流检测电路图图4-10中，取样电阻R1把定子电流转换为电压信号，经过了由R2，C1构成的一阶低通滤波电路滤除了高次谐波到由R3，R4，运放A1构成的电压跟随器。再经过由R5~R8，运放A2构成的电平抬升电路，把－1.65V~+1.65V的交流电压变换为0~3.3V的单极性电压信号，送入DSP的ADCIN1引脚进行A/D转换。而硅二极管D1，D2，电源VCC起到保护作用，防止送入TMS320LF2407A芯片的电压信号超过3.3V造成DSP芯片的损坏。由虚断知，i—=0，所以得到：（4-18）又由虚短与对A2的同相输入端根据KCL知：（4-19）带入式（4-18）和各项R的值，得：（4-20）图1.9过流保护电路若定子电流过大可能造成功率元件永久损坏，因此在这里设置了过流保护电路如图4-9所示。图中将霍尔电流传感器输出的电流信号转换为电压信号送到比较器LM393A，输出信号送到IR2110的引脚11，当输出为高电平时可封锁IR2110的驱动输出。也可以把过流信号送到2407A的封锁引脚PDPINT，通过图1.9过流保护电路1.6.2转速检测电路本系统控制电路中存在转速环，电流环和闭环，即根据反馈控制思想分别对转速，转子电流和定子侧功率因数进行闭环控制，因此需要定时检测转速来给转速环提供反馈值。所以测速是电机调速系统的重要环节，故检测转速越准确，调速系统的性能越好。M法和T法作为两种基本测速法，其中M法是把脉冲数作为频率，但单位测量时间的开始和结束存在半个脉冲，误差便可能有两个脉冲。而当所测速度较低时，误差比也会变大，故M测速法更适合于高速测量。而T法则是将相邻脉冲的间隔时间视作周期，于是可得频率。同样因为半个单位时间问题，误差也可能存在一个单位时间差。当所测速度较高时，误差比也会