【基于改进型微分正交的锁相控制策略分析4100字】

基于改进型微分正交的锁相控制策略分析目录TOC\o"1-3"\h\u15864基于改进型微分正交的锁相控制策略分析 1114941.1锁相环技术 2184251.2微分环节正交信号发生器 3228091.2.1一阶微分环节与滤波单元 3289001.2.2二阶微分环节与滤波单元 3126561.3微分鉴相环节与参数设计 5234751.1.1相位控制环节 6200011.1.2PI控制环节 6175081.1.3PFM信号发生器 8218631.4软开关分析 9291021.5控制策略仿真 11283791.5.1距离特性仿真 123811.5.2负载特性仿真 15由于实际电路中补偿参数的偏差，使逆变回路的谐振频率会偏离预设的工作频率，电路不再呈现纯阻性状态，从而使得系统效率下降。MCR-WPT在发射和接收回路的谐振频率等于逆变器的工作频率时，才能实现较高的效率传输。为解决系统失谐问题，本文对微分正交的锁相控制策略进行改进，通过直接的相位补偿主动控制，该方法能够保持逆变电路工作在软开关状态下的同时，可以跟踪补偿网络的谐振频率。该控制方法由逆变电路、鉴相环节、电流检测电路、相位补偿环节、低通滤波器（Low-passFilter，LF）、信号发生器以及隔离驱动电路组成。图3-1频率跟踪失谐控制原理图Fig3-1Frequencytrackingdetuningcontrolprinciplediagram改进型微分正交锁相环工作原理：通过检测原边的电流信号作为控制回路的输入信号，采集到的电流信号经过微分正交环节后产生相位差信号，相位差信号经过直接相位补偿环节得到误差信号；误差信号经过PI环节放大后，输入到压控振荡环节产生控制信号，作为PFM信号发生器的输入信号；PFM信号发生器输出频率可调的开关信号，经驱动电路生成驱动信号对开关进行动态控制。微分正交环节起鉴相器的作用，压控振荡环节起低通滤波的作用。该频率跟踪控制算法可以通过设置合适的相位参数直接控制输出相角与输入相角的相位差。1.1锁相环技术锁相环通常由鉴相器、环路滤波器和压控振荡器组成。通常环路滤波器可以通过比例积分控制器来实现，通过对参数PI的设计来调节锁相环的性能。压控振荡环节对PI环节输出的频率信号进行积分处理，得到相位信号。其中鉴相器的设计最为重要，该环节通过比较得到输入与输出得到相位差信号。低通滤波器可以滤除误差电压中的高频信号，使系统的稳定性提升。通过对参数PI的调节，可以控制输出信号的线性变化。最基本的鉴相器由乘法器实现，其输出的相位中含有二次倍频谐波，限制了锁相环的带宽，使得系统响应时间变慢。传统的检测方法通过检测电压过零点和相角来实现鉴相功能，控制方法简单，但是抗干扰能力差。采用正交变换器加Park变换时，能够得到较高精度的误差信号，解决二次倍频的问题，目前正交信号的实现方法有Hilbert变换、反park变换、自适应滤波器以及二阶广义积分器等。二阶广义积分器需两次积分运算，会引入累积误差，易产生饱和，如何避免SOGI所产生的累积误差，设计出更加安全的单向锁相环有重要的研究意义。本文在微分锁相环节的基础上提出改进，对相位直接控制，并对参数设计优化。该方法在无频率信号的反馈条件下就可以产生无振荡的正交信号，具有较高的精度和良好的动态响应过程。1.2微分环节正交信号发生器1.2.1一阶微分环节与滤波单元理想的微分环节能够产生90°移相，传递函数为，但是微分环节引入系统后，会使噪声信号放大严重，因此需要与滤波环节相结合来抑制噪声信号。当采用一阶滤波环节时的传递函数为：（3-1）当输入信号为时，此时输出信号为：（3-2）所以幅频响应为：（3-3）通过对求导可得:（3-4）其中，是一阶滤波的时间常数，为正弦信号频率。从式3-4中分析出始终为正值，所以输出信号幅值与输入信号的频率成正比关系，但存在的问题是对高频信号仍有放大作用。因此为消除该放大效应，引入二阶的滤波微分环节。1.2.2二阶微分环节与滤波单元结合二阶滤波微分环节，能够消除谐波放大效应。表达式为：（3-5）当输入信号仍为时，同理可得到输出值和幅频响应。此时对二阶滤波微分环节的幅频响应求导为：（3-6）当，此时，，得到的最大值，此时的幅频响应为。根据式3-5构建微分正交发生器，定义状态变量为和，则状态方程为：（3-7）定义输出变量和，则输出变量与输入信号的关系为：（3-8）引入积分构建正交信号发生器，得到的传递函数为：（3-9）对式3-9通过MATLAB绘制微分正交发生器的伯德图，如图3-2所示：qiqi’‘i’‘i’‘qi’‘图3-2DU-QSG的频率响应曲线Fig3-2BodedagramofDU-QSG从图中可以分析出：对于任意的输入信号来说，输出的两路信号的相位差为；由于无其他的反馈信号，所以该正交信号输出的幅值和相位只受输入信号的影响；输入与输出信号的相移为：（3-10）1.3微分鉴相环节与参数设计基于两个正交信号发生器构造出如图3-3的锁相环结构，其中DU1的输出是、，DU2的输出为、。当系统的输入信号为，由式3-9可以的到DU1的表达式，如式3-11所示，其中是输入和输出信号之间的相位差。图3-3改进型DU-PLL原理图Fig3-3ImprovedDU-PLLschematicdiagram（3-11）将锁相输出的相位信号反馈后获得DU2的正弦信号，则：（3-12）基于和计算相位误差，则:（3-13）当输出频率趋向稳定工作状态时，。由于DU输出与输入之间存在相移角，锁相环节输入输出的相位也存在的偏差，因此两个完全相同的DU结构，消除了偏差，即。此时的误差简化为：（3-14）从式3-14中可以得出：误差的输入和输出信号成正比，其增益为。1.1.1相位控制环节本文对相位控制为直接对输出相角进行控制，中间变量在引入控制环节后可以表示为：（3-15）（3-16）结合公式3-14和3-15可得到系统的实际相位差为：（3-17）通过式3-17可以得出，设置相位差，能够实现对相位角的精确调节。1.1.2PI控制环节根据图3-4可以得到如下方程：（3-18）当足够小时，PI环节的输入控制信号满足：（3-19）经过PI环节得到压控振荡环节的控制信号，此时的输出频率是：（3-20）其中是压控振荡环节的增益，表示单位控制信号引起的频率补偿量，是压控振荡器的中心频率。是频率补偿量，表示输入信号频率偏移中心频率的程度，当输入信号频率发生变化时，通过频率补偿的方式补偿满足频率变化的需求。根据3-20，输出的小信号变化量为：（3-21）输出的相位角的小信号变化量为：（3-22）对3-19和3-21进行拉普拉斯变化可得：（3-23）2（3-24）根据PI环节的输入输出关系可知（3-25）微分锁相环的数学模型如图3-4所示，其失谐控制对象是一阶积分环节，所以选用PI控制器，传递函数为：（3-26）图3-4中的传递函数为：图3-4线性系统模型Fig3-4Linearsystemmodel（3-27）该系统自然谐振频率和的阻尼系数分别为：（3-28）将式3-28带入3-27，系统的传递函数可以简化为:（3-29）对于二阶系统，可按照来确定PI环节的参数，可得较好的瞬态响应。为了能够有效滤除高次谐波，需要对锁相系统的噪声宽带进行考察。（3-30）选取噪声带宽为基波频率的0.5倍，即：。（3-31）则PI环节的参数为：（3-32）经仿真调试，取，，时具有较好的控制性能。此时，系统伯德图响应为图3-5：图3-5DU-PLL的伯德图Fig3-5BodediagramofDU-PLL1.1.3PFM信号发生器以DU-PLL输出的相位角为频率调制信号的输入信号，经过对信号正弦调制后，得到如图3-6所示的驱动信号。在时，开关管和导通，和关断，当时，开关管和导通，开关管和关断。当时，两组开关管同时关断，为死区角度。通过对常量的调节，可以对死区时间进行精确地调节，其中。图3-6PFM驱动信号调制方式Fig3-6PFMdrivesignalmodulationmethod在该控制策略下，当引入的相位角为0时，逆变器的输出电压与电流的相位差为0，此时的逆变器输出电流频率可以跟踪上系统的固有频率。不同的失谐率对应不同的相位差，参数可进行精确控制，该控制应用于串-串中原边失谐，副边谐振中能够实现电流的频率跟踪。1.4软开关分析由于MCR-WPT工作频率较高，为降低逆变器开关器件的开关损耗，因此需要开关管工作在软开关状态。软开关分为两种情况：开关器件在开通时，开关器件两端的电压为零（ZVS）；开关期间在关断时，器件内流通的电流为零（ZCS）。在系统采用ZVS软开关，其工作模态如图3-7所示。ⅠⅡⅢⅣ图3-7ZVS工作模态Fig3-7ZVSoperationsequence从系统ZVS的工作模态图可知，每个周期内系统分为四个状态：模态Ⅰ：电流正向流过和后，再流经谐振线圈；模态Ⅱ：电流正向流过续流二极管和后，流经谐振线圈，此时开关和能够实现零电压开通；模态Ⅲ：电流反相流过和后，流经谐振线圈；模态Ⅳ：电流反相通过和后，流经谐振线圈，此时开关管和可实现ZVS开通。根据图3-7的工作模态可知，若要系统工作在软开关状态需两个条件：（1）在模态Ⅱ和模态Ⅳ中，把将要开通的开关管和的漏源极电压经谐振电流放电至零；其次还要保证在状态模态Ⅱ与模态Ⅳ中，将要开通的开关管和（和）的体二极管流过的谐振电流过零之前，驱动信号为高电平，否则谐振电流会反向流动并逐渐增加产生振荡，对将要开通的开关管和（和）的漏源极电容反复充放电，无法实现ZVS软开关而处于硬开关状态。（2）在WPT系统工作的过程中，会存在相位延迟的问题，影响系统的传输性能。相位延迟误差产生原因主要有采样电路带来的延迟、控制算法延迟以及信号传输的延迟等。为实现系统工作在软开关状态下，需要驱动信号的死区时间与电流滞后相位协调控制为：，即软开关ZVS的实现条件为谐振电流滞后相位角始终大于死区角度。采用直接相位控制后，能够通过设置不同的相位补偿，对谐振电流滞后相位角精确调节。通过匹配驱动信号间的死区时间与谐振电流相位滞后角可以达到ZVS软开关要满足的两个条件，实现ZVS软开关，开关管S驱动信号如图3-8所示。图3-8ZVS工作波形Fig3-8WorkingwaveformofZVS1.5控制策略仿真为验证本文改进的频率跟踪控制策略，根据控制框图建立MATLAB/simulink模型。其仿真的参数设置为：直流输入的电压为,谐振线圈的内阻,线圈电感,谐振电容取值为,负载等效电阻为,系统的谐振频率为。1.5.1距离特性仿真在传输距离变化时的开环失谐条件下的仿真波形如图3-9所示，此时的失谐率为。9cm7cm5cm3cm图3-9不同传输距离下开环工作波形图Fig3-9Open-loopoperatingwaveformsunderdifferenttransmissiondistances从图3-9中可以看出，当距离为9cm时的原边存在一定的阻抗角，而副边此时工作在谐振状态。在谐振条件下传输距离为3cm时，传输功率为60w，传输距离为9cm时传输功率30w，在失谐率为0.2的时，传输距离为3cm时的传输功率为40w，传输距离为9cm时，传输功率为28w。通过对不同传输距离的的传输性能进行仿真可以分析出,失谐条件下的功率波动范围小于谐振条件下的波动范围。闭环条件下仿真：9cm7cm5cm3cm图3-10不同传输距离下闭环工作波形图Fig3-10Closed-loopoperatingwaveformsatdifferenttransmissiondistances从图3-10可以看出，原边阻抗角不随传输距离的改变而变化，副边工作在谐振