【开关型功率放大器的参数量化与电路设计案例4900字】

开关型功率放大器的参数量化与电路设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u6432开关型功率放大器的参数量化与电路设计案例 1110311.1LC滤波器设计 193081.2器件选型与损耗分析 5279651.3部分电路原理图及整机效果图 7281552控制策略分析 10115982.1准比例谐振控制 10285742.1.1控制原理 1163992.1.2参数整定 13144272.2比例控制 146352.2.1控制原理 15316002.2.2参数整定 15本节介绍了对如图所示的N个并联交错M级分支的组合进行的分析，以实现表1中给出的性能目标。由于三相系统(参见图1)是使用三个独立的输出通道/相位形成的，因此只需将分析集中在一个通道/相位上即可。1.1LC滤波器设计由于本研究所研制的并联交错型多电平功率放大器输出的电压波形为多电平的阶梯波，且每个电平之间的电压变化率较大，因此不利于直接与负载相连，需要通过LC滤波器对输出电压进行滤波，以输出满足生产使用的电压波形。从第二章可知，单极倍频输出电压谐波主要集中在附近，为满足输出波形质量的要求，本节对功率放大器的滤波电路进行了设计。交流电源的输出滤波器的设计需要满足输出电压波形质量、动态特性和传导电磁干扰的给定规格。对于所考虑的系统，参考图3中描述的电路，在下文中简要描述了要求。本文根据参考文献中所提及的LC滤波器设计规则进行了滤波器的设计，通过七条规则确定了LC滤波器中电感值和电容值的设计空间（DesignSpace），并且根据实际情况选取了合适的L和C的值。（1）最大无功滤波电容低于标称输出电流的30%，即其中，输出角频率。可得：（2）电感电压小于交流输出电压幅值的15％，即可得：（3）滤波器的谐振频率比最大输出频率至少高4倍，即其中，输出频率，可得：（4）最大输出电压的峰峰值电压纹波小于标称输出电压峰值的7.6%，即可得：且：其中，代表调制度，且；表示开关频率；表示滤波器电感；表示滤波器电容。纹波电压与DC直流电压成正比，与开关频率的平方成反比。由上述约束条件可以得出和乘积的最小值：（5）最大电感电流纹波低于标称输出电流峰值的30%，即：可得：且：由于简化了假设，电感电流纹波与滤波器电容的取值无关。电感电流纹波与直流电压成正比，与开关频率成反比。由上述约束条件可以得出滤波器电感取值的下限:（6）输出电压的最小电压变化速率低于标称电压输出峰值和小信号带宽乘积的10%，即：其中，峰值为、小信号带宽的正弦波电压最大电压变化速率。电压变化速率与直流电压成正比，与小信号频率成反比。且有：可得：（7）最大输出阻抗小于标称输出阻抗的21%，即其中，标称输出阻抗，输入阻抗，其中且有：可得：如图所示为由以上七个条件所给定的设计空间，其中条件（5）、（6）、（7）显然属于前四个条件的子集，故在设计空间的约束曲线中没有体现。为了防止单个分支中出现较大的电流纹波和最小化输出电压的纹波，即为了在给定的设计无关限值下实现最高的滤波器性能，首先为M和N的所有组合选择最大允许电感和最大电容。同时最小设计空间是由最小允许设计的M和N来定义的。因为随着M或者N的增加，输出等效开关频率以及输出电压的电平数会随之增加，谐波性能将会更好，所需的最小滤波器电容和电感会更小，这将扩大设计空间的面积。1.2器件选型与损耗分析本研究所提出的并联交错多电平功率放大器拓扑中需要众多功率开关器件的动作才能输出合适的电压。选取合适的功率开关器件来满足功率放大器的使用需求、提升功率放大器的稳定性和使用寿命非常重要。本小节将对功率放大器中的开关器件进行选型以及损耗分析计算。考虑到本研究中的设计指标：直流侧电压为400V，则功率器件耐压在200-300V之间，每个功率开关器件要考虑1.5-2倍的裕量，因此可选择300-400V的MOS管、650V的SiC或者GaN开关管。以下为备选的SiC或者GaN开关管。表1.1SiC开关管相关参数厂家型号导通损耗/W开通/关断损耗/W意法半导体（ST）SCTH100N65G2-7AG65020162950.980.5719/1.8662英飞凌IMZA65R027M1H6502763591.3230.9803/1.3067CREE科锐C3M0015065K650151881200.7350.357/1.9082ROHM罗姆SCT3030AW765030104701.470.7089/1.3909SCT3022ALHR65022133931.0780.7385/1.6464表1.2GaN开关管相关参数厂家型号导通损耗/W开通/关断损耗/WGaNsystemsGS-065-060-5-T-A6502514601.2250.1943/0.2546GS66516B6502512.2601.2250.3080/0.3596GS-065-080-1-D6501816801.470.7089/1.3909 从以上分析可以得出，相比于其它功率器件，GaN的功率器件开通/关断损耗更低，这在高开关频率下是有益的。本文的功率单元采用FC七电平拓扑，由前两节的分析可知，一共需要4个功率单元才能达到所需的等效开关频率。因此功率器件耐压在66.7V，电流在30A左右，考虑1.5倍裕度，本文选择GaNSystem的GS61008P功率器件，其主要参数和单管损耗如表2所示：表2GaNSystemGS61008P主要参数及损耗Tab.1Effectiveswitchstatusesandcorrespondingoutputvoltagesofnine-switchconverter导通损耗(W)开通/关断损耗(W)1007890可以看出单管的损耗在2-3W之间，整个变换器的功率器件损耗在56-144W之间，相比于其它Si/SiC器件更具有优势。其中损耗是在并联交错多电平变换器额定输出10KW工况下计算所得，关于计算过程目前文献多有提到，故不再详述。1.3部分电路原理图及整机效果图目前计划设计的逆变器机箱示意图（以NPC为例）：逆变器机箱中间CPU可同时控制左右各6个NPC桥，机箱顶部底部加通风风扇，它的一个剖视图如图所示：逆变器机箱剖视图其中单个板子的规格为233*160*35mm左右，由单相输出10KW可以得出单个板子输出大概1KW，对于NPC三电平单桥臂拓扑，输出220V/5A，采用650V的管子，上下直压在250V以下，其中的电容可采用250V/47uF的电解电容（12.5*20mm尺寸）多个并联，单板总容量3000uF左右，那么一共大概有64个电容并联：单个板子上64个电容并联单个NPC板子俯视图目前部分原理图：最后的成果假想如图所示：4控制策略分析由于本文涉及的开关型功率放大器工作的带宽极大（100kHz），因此需要一个合适的控制策略提供足够高的动态响应速度，从而完全跟踪输入信号的动态骤变。传统的功率放大器在DC/AC级一般采用双环PI或者PID控制策略，这两种控制策略虽然被广泛应用于开关电源、有源电力滤波器等电力电子设备中，特点是动态性能良好，且适用范围广，然而另一方面，从PI和PID控制的原理出发，可以得出PI和PID控制中一定存在着静差，即被控制量与参考值之间一定存在偏差，而本研究则希望响应速度尽可能的高，输出信号与输入信号之间不存在或尽可能少存在时延，因此PI或PID控制并非本研究控制策略的可行选项。为了克服PI和PID控制中的缺陷，本文提出了以下两种备选的控制策略，并将在仿真时对其控制效果进行分析，最终决定选用哪种控制策略。2.1准比例谐振控制比例谐振控制最大的优点是能完全克服参考值与输出信号之间的静差，保证信号的无静差调节。理想比例谐振控制（IdealProportinal-ResonantControl,IdealPRControl）策略最大的特点是在基波处有一无穷增益，该点处对电流或者电压的控制效果非常好，因为输出信号和输入参考信号之间的静差由于无穷增益而被降为0，然而该策略在现实生活中是无法复现的，因为不可能有任何电力电子器件可以达到无穷增益；此外，虽然理想比例谐振控制在基波处的增益非常理想，然而其在其他频率点处的增益却极小，极有可能导致系统因为一个轻微扰动而导致失稳，因此导致输入信号和输出信号之间总是存在静差，动态性能不够出色。理想比例谐振控制的传递函数如下：式中，为比例系数，此系数的大小决定了控制器对信号发生变化时的瞬间响应速度，反映了控制系统的动态性能；为谐振系数，此系数的大小决定了控制系统对基波正弦波的响应速度和对正弦波的补偿效果；为基波角频率。为了克服理想比例谐振控制的上述缺点，学者提出了准比例谐振控制（QuasiProportinal-ResonantControl,Quasi-PRControl）策略，与理想比例谐振控制不同，该策略通过电力电子器件实现，并非理想的模型和理论。此外，该策略不仅保证了理想比例谐振控制中基波频率点增益极高的优点，还保证了其在其他频率点的增益不至于过低，使得系统在轻微扰动下不会丢失无静差调节的功能，同时保证了良好的动态性能。因此，目前准比例谐振控制被广泛运用于各类电力电子设备中。2.1.1控制原理准比例谐振控制（Quasi-PRControl）的传递函数由以下公式给出：式中为比例系数；为谐振系数；为基波角频率；为阻尼系数。上图为准比例谐振控制器的波特图，可以看出，在增加阻尼系数后，准比例谐振控制相比于理想比例谐振控制在基波处的增益仍然很大，即保留了理想谐振控制的优点；与此同时，准比例谐振控制在其他频率点同样也有增益，因此提高了整体控制器的带宽，能够实现输出信号和输入信号的完美复现。采用内外环均为准PR的双闭环控制，基本控制框图：各个参数对控制器的影响：1.比例系数：比例系数越大，则该控制器对于变化信号的变化量的瞬时增益也越大；与此同时，控制器对于基波频率处的增益也将因比例系数的增大而逐渐变得与其他频率点接近，直到增益对于各个频率点的增益都没有差别，达到饱和状态。2.谐振系数：谐振系数越大，则控制器对于输入信号基波频率的正弦波的响应速度越快，增益越大，补偿效果越好。改变谐振系数的值不会改变整个控制器的工作带宽，因此谐振系数只对稳态误差有调节作用。1.阻尼系数：阻尼系数越大，则控制器在输入信号基波频率处的增益越小，则系统的响应速度将减慢，稳态误差将逐渐增大；阻尼系数越小，则控制器在输入信号基波频率点随频率波动的扰动程度越大，不利于系统稳定性的提高。2.截止角频率：截止角频率越大，则控制器的带宽越大；截止角频率越小，则控制器的带宽越小。因此在设计准比例谐振控制起的参数是，需要考虑到上述四个系数变化时所带来的对于系统控制效果的影响。2.1.2参数整定借鉴文献[7]、[8]的方法，从稳定性角度，分析内外环参数变换的根轨迹图，目的是让系统在稳定情况下尽可能的具有高响应速度。（1）比例参数的设计当保证谐振参数一定时，不断增加比例参数，可以发现系统的增益越大，响应速度越快。同时，根据根轨迹图可以发现，比例参数越大，双闭环系统中的一对极点会逐渐向右移动，使得极点分布于虚轴上，导致系统的稳定性下降。为了使系统获得足够大的增益和足够快的响应速度，需要合理的增大比例系数，同时比例系数不宜太大，目的是是系统保持稳定。（2）谐振参数的设计与上文所使用的方法类似，当保证比例系数不变，逐渐增大谐振系数的参数时，可以得到如下图所示的根轨迹图。谐振参数不仅能影响控制器在基波频率点的增益，还能影响整体控制器的带宽。谐振参数越大，则谐振频率点处的增益也越大，系统的输入信号和输出信号之间的误差越小，系统对于信号变化的反应速度越快。然而，谐振参数过大同时可能带来系统不稳定的问题。因此谐振参数要在保证系统稳定的前提下尽可能取较大值。经过计算和仿真分析后，选取电压环的准比例谐振控制器参数为=300，=400；电流环的准比例谐振控制器参数为=300，=400。准PR控制器的闭环波特图：在相当大的频率范围内闭环增益都接近于0，基本消除了电压静差，同理，也基本消除了相位差。2.2比例控制由于本文研究的功率放大器具有超高带宽（100kHz），相应的需要极高的瞬时响应速度，才能完全跟踪输入信号的动态骤变，从而完美复现经功率放大的信号，实现一种高响应速度的动态效果。因此，本文研究的开关型功率放大器在系统稳定的情况下，更加注重系统的响应速度。基于此，本文提出一种电流内环、电压外环均为P控制的双闭环控制。2.2.1控制原理传统的控制器在电流内环设计中考虑用电感电流作为反馈信号，本研究考虑到要追求极高的响应速度和良好的动态性能，因此加入负载电流同样作为前馈信号，来提高系统的响应速度。对于电压外环，虽然传统的PI控制抗扰动的能力更强，可保证零稳态误差，但也会带来相应的响应延迟，对于在高频段工作的功率放大器而言，P控制的抗干扰能力与PI控制效果基本一致，因此，采用P控制已能满足系统的控制要求。本研究采用的电流电压内外环比例控制在能够较好地控制系统的稳态误差的同时，保证了极高的响应速度，用瞬时值反馈极大程度地提高了输出信号对输入信号的跟踪速度，只需要选取合适的比例参数即可最大程度地缩小系统