【《三轴GMI磁传感器调理电路设计分析》8600字】

三轴GMI磁传感器调理电路设计分析目录TOC\o"1-3"\h\u28352三轴GMI磁传感器调理电路设计分析 1266201.1激励电路设计 181581.2V-I转换电路设计 486111.3前置放大器电路设计 790941.4锁相放大器电路设计 9158641.5差分放大电路设计 14115851.6AD转换电路设计 1617221.6.1ADC选择及软件设计 1668541.6.2FPGA控制模块设计 171.1激励电路设计根据前文对GMI的磁传感原理的分析，要使敏感元件表现出明显的GMI效应，需要给材料通以高频的交变电流激励。通过第二章对材料的磁性能分析，我们确定了敏感元件的GMI效应与激励信号的频率、幅值存在直接关联，因而设计一个能稳定输出高频交变电压信号的激励电路是至关重要的。由此我们对目前常用的信号激励电路进行了简单的分析比较，设计出适合本论文的信号激励电路。1．LC振荡电路LC振荡电路，也称为谐振电路、槽路或调谐电路，是包含电感和电容连接在一起的电路。该电路可以用作电谐振器，储存电路共振时振荡的能量。电感三点式振荡电路（Hartley振荡电路）是LC振荡电路中应用最为广泛的。Hartley振荡电路如图1.1所示。图1.1Hartley振荡电路图1.1中电容Cb1、Cb2为耦合电容，对振荡频率信号可视为短路，电源VCC通过高频扼线圈L接到BJT的集电极上，扼流圈的作用是避免电源对振荡回路的高频信号短路，在小功率电路中，它也可以用一个电阻代替。电路振荡频率为：(1.1)Hartley振荡电路的优点是振幅条件容易满足，只要适当选取L2/L1的比值，就可实现振荡，并且工作频率范围可以从数百千赫到数十兆赫。但缺点是反馈电压Vf取自L2上，L2对高次谐波（相当于f0而言）阻抗大，因而引起振荡回路输出谐波分量增大，输出波形不够理想，而GMI元件对激励电路的信号质量要求较高，因此不适合用于本论文的激励电路设计。2．RC振荡电路文氏电桥振荡电路（Wien-bridge）是应用及其广泛的一种RC振荡电路，其电路原理图如图1.2所示。该电路由两部分组成，即放大电路和选频网络，放大电路是由集成运放所组成的电压串联反馈放大电路，取其输入阻抗高和输出阻抗低的特点。而选频网络由R、C分别串联、并联构成，同时兼做正反馈网络。从图中可知，R、C、R1、Rf正好组成一个四臂电桥，电桥的对角线顶点接到放大电路的两个输入端。电路起振频率为：(1.2)图1.2Wien-bridge振荡电路Wien-bridge振荡电路的优点是信号的分辨率高、非线性失真小，缺点是起振频率最多只能达到几百kHz，无法满足本文中GMI元件的信号激励频率。3．晶振电路晶振电路中最常用的是石英晶体振荡电路，石英晶振(无源)电路如图1.3所示。R1和R2使运算放大器A、B在线性放大区内工作，晶振的作用是选频。图1.3石英晶体振荡电路石英晶振电路由于其等效电感很大，等效等容又很小，使得等效品质因数极高，其他元件和杂散参数对振荡频率的影响极其微弱，所以频率稳定度很高。缺点是自身无法起振，只有依靠外围电路才能产生振荡信号，对外围匹配电路要求较高。4．直接数字式频率合成器（DDS）DDS是一种全数字化的频率合成器，由相位累加器、波形ROM、D/A转换器和低通滤波器构成。时钟频率给定后，输出信号的频率取决于频率控制字，频率分辨率取决于累加器位数，相位分辨率取决于ROM的地址线位数，幅度量化噪声取决于ROM的数据位字长和D/A转换器位数。DDS有如下优点：（1）频率分辨率高，输出频点多，可达2N个频点(N为相位累加器位数)；（2）频率切换速度快，可达为µs量级；（3）频率切换时相位连续；（4）可以输出宽带正交信号；（5）输出相位噪声低，对参考频率源的相位噪声有改善作用；（6）可以产生任意波形；（7）全数字化控制，便于与后续数字化电路实现兼容，体积小，重量轻。表1.1是对上述几种激励电路的对比总结。本论文的信号激励电路频率为5MHz，属于高频范围，对频率的精准度要求也比较高，最后决定用DDS产生激励信号。表1.1常见激励电路的设计方法对比设计方法优势劣势Hartley振荡电路振荡条件低，频率范围大输出谐波分量大，波形不够理想Wien-bridge桥式振荡电路分辨率高、非线性失真小频率只能达到几百kHz，无法满足实验需求石英晶振电路信号频率稳定度高自身无法起振，对外围匹配电路要求较高DDS信号发生器信号频率高，分辨率高，能产生多种波形，噪声水平低，能与数字化电路实现完美兼容价格昂贵，不利于广泛使用目前商用的DDS芯片时钟频率从几十MHz到几百MHz，所产生的信号在频率上都可以满足本论文设计的需求，在调研对比后，DDS芯片选用了ADI公司的AD9959芯片。AD9959芯片的主要性能参数如表1.2所示，实物图如图1.4所示。表1.2AD9959主要性能参数特征参数AD9959性能通道数4路带10位DAC通道隔离度>65dB频率分辨率32位相位失调分辨率14位可缩放的分辨率10位电源1.8VDDS内核/1.3V串行I/O图1.4AD9959评估板实物图图1.5是AD9959产生的频率为5MHz，峰峰值250mV的正弦波信号。图1.5AD9959产生的正弦信号1.2V-I转换电路设计激励电路产生的高频交变电压信号，需要转换成同频的交流电流信号才能给GMI元件施加激励，所以需要设计对应的V-I转换电路，根据第二章对GMI元件的磁性能分析，我们确定了激励电流的幅值为20mA。基于以上要求，我们设计了基于Howland电路搭建的差分电压-电流转换电路，电路原理图如图1.6所示。图1.6Howland电路原理图由模拟电路中运放的“虚短”与“虚断”可知，通过运算放大器同相端与反相端的电流均为0，且两端电压相等，则有：(1.3)(1.4)方程(1.3)和(1.4)中，R1、R2、R3、R4为的电阻值已知，V1、V2分别为运算放大器U1的差分输入电压，i为施加在GMI元件（等效为负载RGMI）上的电流。联立方程(1.3)和(1.4)，解得Vx的表达式为：(1.5)一般当电阻R1、R2、R3、R4满足下列比例关系：(1.6)带入方程(1.5)中，可以计算出流经GMI元件上的电流为：(1.7)由公式(1.7)可知流经GMI元件的电流只和电阻R3的取值以及运算放大器U1上的差分电压(V2-V1)有关，而与负载本身无关。为了简化输出表达式，我们将V1接地，可得：(1.8)从公式(1.8)可知流过GMI元件上的电流i与输入电压V2成正比，从而也就实现了电压到电流的转换。上述的推导过程为Howland电路的理论模型，实际用于电路中的Howland电路与其理论模型存在一点出入。实际设计中的V-I转换电路图如图1.7所示。运放选用TI公司生产的电压反馈运算放大器OPA842，其增益带宽积为200MHz，当该级电路的增益取到10倍时，能够满足信号5MHz的带宽要求。利用OPA842搭建的电压跟随器（U2）作为前级输入电路，由于运算放大器的输入阻抗近似无穷大，几乎不从输入信号中汲取电流，从而保证了激励电流能够全部加载在负载上。电路足够高的宽带性能能保证其工作在较高频率下，低失真和高分辨率能够提高电路采集电压的精度和准确率。图1.7V-I转换电路图用信号发生器和示波器测试V-I转换电路是否符合设计要求，由公式(1.8)可知流经GMI元件上的电流与输入电压成正比，与GMI元件自身的阻抗值无关，然而敏感材料本身受外界的干扰导致其自身阻值存在一定程度的波动，为了更直观的体现V-I转换电路的抗干扰能力，我们在输入端接入一个频率为5MHz的正弦波信号，输出端接阻值为50Ω的负载，示波器显示输出端负载的电压值。输出负载电压与输入电压的波形图如图1.8所示，通道1是输入电压的波形，通道2是输出负载电压的波形，可以看出二者频率是相同的。图1.8输入电压与输出负载电压波形固定负载阻值不变，输入电压的幅值从0.1V线性增加到1V，记录输出负载电压的幅值变化，输入电压与输出负载电压关系曲线如图1.9所示，可以看出两者呈线性关系。图1.9输入电压与输出负载电压关系曲线固定输入电压不变，负载阻值从5Ω线性增加到14Ω，记录输出负载电压的幅值变化，负载阻值与输出负载电压关系曲线如图1.10所示。图1.10负载阻值与输出负载电压关系曲线从上图可以看出两者呈明显的线性关系，说明V-I转换电路在材料本身阻值上下浮动的情况下也能正常工作，抗干扰能力较强，设计符合要求。1.3前置放大器电路设计激励电压经V-I转换电路变成高频交变电流流入GMI元件中，此时敏感元件两端的交流电压值较小，含有外磁场信息的电压改变量更小，所以需要经过放大电路将敏感元件两端的电压值放大。基于三轴敏感元件的激励机制，选择用仪用放大器来搭建前置放大电路，可以保证电路的高输入阻抗。电路设计图如图1.11所示。它是由运放U1、U2按同相输入接法组成第一级差分放大电路，运放U3组成第二级差分放大电路。图1.11前置放大电路图在第一级电路中，V1、V2分别加到U1、U2的同相端，R1和两个R2组成的反馈网络，引入了负反馈，两运放U1、U2的两输入端形成“虚短”和“虚断”，因此有:(1.9)根据第二级差分放大电路的“虚短”和“虚断”，可以得到：(1.10)联立公式（1.9）与公式（1.10）可以得到电路的电压增益为：(1.11)根据后级电路的需求，前置放大器的增益在10倍左右，从公式（1.11）可以看到电压增益和R1、R2、R3、R4的取值有关，为了更好地确定增益，我们直接给定R2、R3和R4的电阻值，R1用可变电阻来代替，这样调节R1的值，即可改变电压增益Av。利用信号发生器和示波器对该模块测试，信号发生器产生一个频率5MHz，峰峰值120mV的正弦波信号从前置放大电路的输入端输入，前置放大电路的输出端连上示波器，经过前置放大电路前后的波形如图1.12所示。图中通道1是输入波形，通道2是输出波形，峰峰值1.20V，放大了10倍，符合设计要求。图1.12前置放大电路输入输出波形1.4锁相放大器电路设计信号经过前置放大器之后，被放大的响应电压信号是含外磁场变化的，为了使传感器的输入输出呈现线性关系，我们希望得到与外磁场信息有关的直流量来体现传感器的最终输出。检波电路的作用是将这个响应电压信号转换成和幅值相关的直流量，以便于后续电路处理。常用于检波电路的有二极管峰值检波电路和锁相放大器。二极管峰值检波电路主要由二极管、电阻和电容搭建而成，是最常用的无源整流方法，由于其简洁、廉价且易实现的特点，受到众多学者的青睐。2002年，Mohri等人[71]最先通过二极管峰值检波方法，搭建了GMI传感器电路，如图1.13所示。以长度为2mm的非晶丝材料作为探头，以CMOSIC多谐振荡器作为激励，获得GMI传感器直流磁场和交流磁场的检测灵敏度分别为1µOe(dc)和100µOe(ac)，检测范围为±3Oe，响应速度为1MHz，功耗约为10mW。图1.13二极管检波电路示意图如图1.13所示，其中SBD为肖特基二极管，与电阻RH，电容CH组成半波整流电路。由于二极管的单向导电性，敏感材料两端的交流电压经过二极管，变成幅度全为正的半波信号，后经RC滤波电路，输出大小与交流电压幅值成正比的电压，实现峰值检测。偏置线圈的加入，可将材料的敏感区域偏移至零磁场附近，提高弱磁检测的灵敏度。而反馈回路的引入可避免二极管导通阈值的影响，减小输出的非线性误差。基于二极管的峰值检波器电路简单、廉价且容易实现，但受限于二极管的非线性和温度漂移，使得检波电路出现不可避免的误差。基于模拟乘法器的锁相放大电路示意图如图1.14所示。核心元件是乘法器和低通滤波器，被调制信号与参考信号频率相同，经乘法器相乘得到与幅值有关的直流量和2倍频信号，再通过低通滤波器将2倍频信号滤除，输出稳定的直流量。图1.14锁相放大器检波原理示意图模拟乘法器型相敏检波器的输出u(t)是它的两路输入信号（被调制信号x(t)和参考信号r(t)）的乘积，即：(1.12)设被测调制信号为：(1.13)参考输入为：(1.14)在公式（1.13）和公式（1.14）中，wo是被调制信号和参考信号的频率；θ是它们之间的相位差，是由信号频率的变化量造成的。将公式（1.13）和公式（1.14）代入到公式（1.12）中可以得到：(1.15)公式（1.15）中，第一项为乘积的差频分量，第二项为和频分量。式（1.15）说明，经过乘法器以后，原来频率为wo的信号的频谱迁移到了w=0和w=2wo处，如图1.15所示。频谱迁移后保持原谱形状，幅度取决于被调制信号的幅值Vs和参考信号的幅值Vr。图1.15锁相放大器实现的频谱迁移（a）原频谱；（b）迁移后的频谱相敏检波器的输出u(t)经过图1.14中的低通滤波器后，式（1.15）中频率为2wo的和频分量被滤除，低通滤波器通带之外的噪声也被滤除，得到的输出为：(1.16)式（1.16）说明，低通滤波器的输出正比于被调制信号的幅度Vs，同时正比于被测调制信号与参考信号的相位差θ的余弦函数。当θ=0时，输出u(t)最大，从而实现了既鉴幅又鉴相的目的。实际设计乘法器电路时，选用的是TI公司的四象限输出的模拟型乘法器AD835芯片。该芯片的带宽高达250MHz、输入阻抗为100KΩǁ2pF、噪声水平仅50nV/√Hz。通过DDS以及示波器对该模块进行测试，DDS产生两路频率、相位均一致的正弦信号，分别作为待调制信号以及参考信号接入AD835芯片的两个输入端，输出端接示波器，两路信号通过乘法器后的输出信号波形如图1.16所示，可以看到输出信号的频率为10MHz，直流偏置为660mV，说明输出信号是由直流分量与2倍频信号叠加而来的，上述验证了乘法器是符合设计要求的。图1.16乘法器输出信号波形通过公式（1.15）可以看到，信号通过乘法器之后的高频分量与直流分量皆包含有外磁场变化的信息，为了使传感器的输入输出呈现出一一对应的线性关系，我们需要在乘法器之后接入低通滤波器将高频分量滤除，保留与待测信号幅值、相位差有关的直流分量。低通滤波器是容许低于截止频率的信号通过，但高于截止频率的信号不能通过的电子滤波装置。最常用的低通滤波器有切比雪夫滤波器和巴特沃斯滤波器，其中切比雪夫滤波器在过渡带比巴特沃斯滤波器的衰减快，但频率响应的幅频特性不如后者平坦。切比雪夫滤波器和理想滤波器的频率响应曲线之间的误差最小，但是在通频带内存在幅度波动。本文对调制信号的幅值和相位要求较高，相比之下，巴特沃斯滤波器在通频带内外都有平稳的幅频特性，综合考虑下，最终本论文选取了巴特沃斯滤波器。低通滤波器的阶数越高，在截止频率附近的衰减率越高，滤波效果越好，但元件的功耗也会随之增加。本文设计的低通滤波器主要是滤除从乘法器输出的2倍频信号以及其他高频噪声干扰，综合考虑，斜率变化采用衰减率为-40dB/10倍频程能够满足设计要求，因此最终选择了二阶巴特沃斯低通滤波器，其电路图如图1.17所示，截止频率设计为15Hz，低于15Hz的信号可以近似看作直流量。图1.17二阶巴特沃斯低通滤波器电路图由图1.17可见，它是由两节RC滤波电路和同相比例放大电路组成，其特点是输入阻抗高，输出阻抗低。同相比例放大电路的电压增益就是低通滤波器的通带电压增益，即：(1.17)考虑到集成运放的同相输入端电压为(1.18)VP(s)与VA(s)的关系为：(1.19)对于节点A，应用KCL定律可以得到：(1.20)将公式（1.18）、公式（1.19）和公式（1.20）联立求解，可以得到电路的传递函数为：(1.21)令(1.22)(1.23)则有：(1.24)式（1.24）为二阶低通滤波电路的传递函数表达式。其中wc=1/RC为特征角频率，也是等效品质因数为0.707时的3dB截至角频率。值得注意的是，从式（1.21）可以看出，A0=AVF<3时才能稳定工作，也就是说低通滤波器的增益不能超过3倍。通过信号发生器和示波器对该模块进行测试，将低通滤波电路的输入端接入信号发生器，输出端接入示波器。信号发生器依次产生频率为1Hz、15Hz、100Hz的正弦波信号，示波器显示通过低通滤波电路前后的波形分别如图1.18、图1.19、图1.20所示，其中通道1为输入波形，通道2为输出波形。图1.18低通滤波器1Hz正弦信号输入输出波形图1.19低通滤波器15Hz正弦信号输入输出波形图1.20低通滤波器100Hz正弦信号输入输出波形图1.18显示频率为1Hz的正弦信号幅值没有衰减，完全通过低通滤波器；图1.19显示频率15Hz的正弦信号幅值从1.96V减小为1.40V，衰减了3dB；图1.20显示频率100Hz的正弦信号完全衰减，只留下了示波器的本底噪声。以上说明低通滤波符合设计要求。1.5差分放大电路设计信号通过低通滤波器之后，输出的只含有外磁场变化信息的直流分量，但此时的信号幅值较小，仅为mV级别，会对传感器的检测精度造成不利的影响。其次，在外磁场为零时，敏感元件会由于自身的阻抗导致传感器的输出不为零，上电之后输出的直流分量中既包含外磁场为零时的电压信号（这部分电压我们称之为基准电压），也包含外磁场改变时引起的电压改变量。所以通过低通滤波器后必须接入差分放大电路，一方面是将基准电压消除，另一方面是将外磁场变化时导致的电压改变量进行后级放大，提高传感器的检测精度。差分放大芯片选择TI公司的INA128芯片，INA128是低功耗、高精度的通用仪表放大器芯片。特有的3运放设计和体积小巧使其拥有广泛的应用范围，反馈电流输入电路即使在高增益条件下也可以提供较宽的带宽。其主要性能参数如表1.3所示。表1.3INA128特征参数特征参数INA128性能偏置电压最大50µV温度漂移最大0.5µV/℃输入偏置电流最大5nA共模抑制比最小12dB电源电压范围±2.25~±18静态电流700µA设计的差分放大电路原理图如图1.21所示，在芯片1脚和8脚之间外接一个电阻R1可对增益进行配置。增益系数G的大小为：(1.25)图1.21差分放大电路图根据设计需求，将信号放大300倍左右，所以选取电阻R1=167Ω，那么增益系数G约为300，即放大300倍。通过信号发生器和示波器对该模块进行测试，输入端接入信号发生器，输出端接入示波器。信号发生器产生一个频率1kHz、峰峰值30mV、直流偏置为5mV的正弦信号，通过调节V2直至与直流偏置抵消，输出是一个幅值放大300倍，频率保持不变的正弦波。示波器显示经过差分放大电路前后的输入输出波形，如图1.22所示。通道1是输入信号，由于信号幅值较小，所以受噪声的影响较大，在示波器上显示幅值为41.2mV，实际输入幅值是30mV。通道2是输出正弦波信号。图1.22差分放大电路输入输出波形从图中可以看出输出正弦波与输入正弦波频率相同，幅值相差300倍左右，说明差分放大电路符合设计需求。1.6AD转换电路设计为了能够满足野外地磁测量的功能，本文将调理电路输出的电压信号，经过A/D转换电路实现模数转换，最后经过FPGA进行数字化处理。1.6.1ADC选择及软件设计A/D转换选用TI公司生产的ADS1256芯片，ADS1256是极低噪声的24位模数转换器，提供了完整的高分辨率测量解决方案。该转换器由一个四阶调制器和一个可编程数字滤波器组成。作为一种灵活的输入多路复用器，用于处理差分或单端信号，并包括用于验证连接到输入端的外部传感器的完整性的电路。可选择的输入缓冲器大大增加了输入阻抗，低噪声可编程增益放大器（PGA）以二进制步进从1到64提供增益。可编程滤波器允许用户在高达23位无噪声分辨率和高达每秒30K采样率（SPS）之间进行优化。具体性能如表1.4所示。表1.4ADS1256特征参数特征参数ADS1256性能模拟电源5V数字电源1.8~1.6V转换精确率24bit数据速率30kSPS工作温度-40℃~105℃功耗38mWADS1256作为一款低功耗、高精度、8通道、24位Δ-Σ型高性能模数转换器（ADC）。该器件提供高达23bit的无噪声精度、数据速率高达30kSPS（次采样/秒）、0.0010%非线性特性（最大值）以及众多的板上外设（输入模拟多路开关、输入缓冲器、可编程增益放大器和可编程数字滤波器等），可以为测量提供完整而高分辨率的解决方案。由于ADS1256提供有九路模拟输入端，因此，可使用模拟多路开关寄存器来将其配置为4路差动输入、8路单极输入或差动输入和单极输入的组合。当模拟输入通道0被选择为正差动输入端（AINP）时，其余通道可被选择为负差动输入端（AINN）。ADS1256采用四线制（时钟信号线SCLK、数据输入线DIN、数据输出线DOUT以及偏片选线CS）SPI通信方式，只能工作在SPI通信的从模式下。设计时可以通过各种主控制器来控制ADS1256上的寄存器，并通过串口读写这些寄存器。串口通信时，必须保持CS为低电平。DRDY引脚用来表明转换已经完成，可以通过RDADA或者RDATAC命令从DOUT引脚读取最新的转换数据。在SPI通信过程中，可同步地发送和接受数据，而且数据也可来利用SCLK和DIN、DOUT信号同步移动。SCLK信号要尽量保持干净以免发生数据错误。本文中ADS1256的外部晶振的频率为7.68MHz，由此我们配置采样率为30kSPS，所以tCLK=1/7.68MHz=0.13μs，tDATA=1/30k=0.033ms。根据芯片手册的时序图，SPI的时钟信号被选取为1MHz。ADS1256模块的初始化流程图如图1.23所示。图1.23ADS1256初始化流程图1.6.2FPGA控制模块设计本文采用的控制模块是FPGA黑金开发平台AX4010开发板，该开发板内嵌ALTERA公司的CycloneIV芯片，型号为EP4CE6F17C8，是258引脚的FBGA封装，整个