通信电子线路 课件 张静 第6-10章 振幅调制与解调-噪声和干扰及其抑制

第6章振幅调制与解调6.1概述将输入信号的频谱沿频率轴不失真地搬移到高频载波的频率附近振幅调制在发送端用低频调制信号去控制高频载波信号的振幅，使载波的振幅随调制信号的幅度成正比地变化经过振幅调制的高频载波称为振幅调制波（调幅波）振幅解调（振幅检波）把原有的发送端信息从振幅调制信号中提取出来2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师26.1概述在通信系统中，信号需要经过调制和解调的变换而不直接把信号发射出去关键原因：所要传送的信号频率太低，或者频带较宽，导致天线尺寸过大众多低频信号都处于同一频率范围内，无法加以选择利用高频振荡将低频信号装载到高频载波上去天线的辐射效率提高，尺寸缩小每个发射台都工作于不同的载波频率接收机可以选择到不同的发射端信号2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师3在调制和解调中，包含了以下三个基本信号载波

指高频余弦波振荡信号，ωc=2πfc

未经调制的载波电压振幅：Vm02026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师46.1概述单音调制信号只包含一个频率的简谐波信号

Ω=2πF，Ω值恒小于ωc一般有Ω<<ωc振幅用VΩm表示复杂音调制信号包含多个频率分量的信号对于时域上周期的复杂音调制信号可用傅里叶级数展开式写为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师56.1概述nmax=Ωmax/ΩΩ为基波角频率（最低频率）Ωmax为最高角频率，恒小于ωcVΩmn为第n次谐波的振幅vΩ(t)=VΩmcosΩt已调信号

完成调制之后的输出信号

在振幅调制中，已调信号称为调幅信号或调幅波普通调幅amplitudemodulation,AM载波信号振幅在其原有振幅Vm0上下按调制信号规律变化其他调幅信号都是在普通调幅波的基础上抑制频谱后生成的已调信号抑制载波的双边带（doublesideband,DSB）调幅抑制载波的单边带（singlesideband,SSB）调幅残留边带（vestigalsideband,VSB）调幅2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师66.1概述

实现调幅的方法低电平调幅

调制过程在低电平级进行，需要的输入调制信号功率小

平方律调幅和斩波调幅（开关调幅）高电平调幅

调制过程在高电平级进行，通常是在丙类谐振放大器中进行调制

集电极（或源极）调幅和基极（或栅极）调幅实现振幅解调的方法

根据是否有本地振荡器分为包络检波和相干检波调幅与解调都需要利用非线性器件的相乘作用2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师76.1概述6.2调幅的基本原理2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师86.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱1.数学表达式和时域波形调制信号：vΩ(t)=VΩmcosΩt载波信号：vc(t)=Vm0cosωct调幅信号是在Vm0上叠加按调制信号vΩ(t)规律线性变化的附加长度ka为比例常数，而载波角频率保持不变。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师9

是调幅信号的调幅指数，简称调幅度调幅波vAM(t)也是一个高频振荡它的振幅为Vm0(1+macosΩt)，称为调幅波的包络包络变化反映了调制信号的变化包络变化与调制信号一致，因此调幅波携带着调制信号的信息调幅度ma与调制信号的振幅成正比，VΩm越大，ma越大2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师106.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱1.数学表达式和时域波形在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大和最小振幅分别为若Vmmax、Vmmin和Vm0均已知或任两个已知，则可求得调幅度为调幅度ma必须小于或等于1（使|kavΩ(t)|≤Vm0)若ma>1，在Ωt=π附近，vAM(t)变为负值它的包络已不能反映调制信号的变化这种失真称为过调幅失真2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师116.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱1.数学表达式和时域波形若调制信号为复杂音调制信号，可得复杂音调幅信号的表达式为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师126.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱1.数学表达式和时域波形在复杂音调制时，调幅波峰值Vmmax与谷值Vmmin相对于载波Vm0可能是不对称的调幅信频谱由三个频率分量组成角频率为ωc的载波分量，振幅仍然为Vm0角频率为ωc+Ω的新频率分量，上边频分量，振幅为maVm0/2角频率为ωc-Ω的新频率分量，下边频分量，振幅为maVm0/2载波仅起到频谱搬移的作用，并不含有任何有用信息只有边频分量包含有低频调制信号的信息，并且边频分量的振幅与调幅度成正比2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师136.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱

2.频谱及带宽单音调制带宽为角频率为ωc的载波分量角频率为ωc

Ω，ωc

2Ω，…，ωc

nmaxΩ的上、下边频分量幅度与调制信号中相应频谱分量的幅度VΩmn成正比上边频分量和下边频分量分别在频率轴上占有一个频率范围当调制信号为复杂音信号时2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师146.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱

2.频谱及带宽这个范围称为频带多个上边频组成上边带，而多个下边频组成下边带上、下边带将复杂音调制信号的频谱不失真地搬移到ωc的两边上边带是调制信号频谱，而下边带是调制信号频谱的水平翻转复杂音调制信号经振幅调制后，其频谱也被线性地搬移到载波频率的两边成为调幅波频谱的上、下边带，这同样表明调幅的过程实质上是一种频谱搬移过程。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师156.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱

2.频谱及带宽复杂音调幅信号的频谱宽度BWAM为复杂音调制信号最高频率的两倍在实际应用中，为了避免各电台的干扰，对不同频段与不同用途的电台所占用的频谱宽度都有严格的规定。调幅广播电台允许占用的谱宽为9kHz，这就要求调制信号的最高频率不得超过4.5kHz。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师166.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱

2.频谱及带宽在单位电阻上，单音调幅信号在一个载波周期内的平均功率为是载波电压分量产生的平均功率P(t)是时间的函数当Ωt=0时，P(t)最大，Pmax=P0(1+ma)2当Ωt=π时，P(t)最小，Pmin=P0(1-ma)2当ma=1时，Pmax=4P0，Pmin=02026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师176.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱

3.功率P(t)在一个调制信号周期内的平均功率为Pav是各频谱分量产生的平均功率之和

是上、下边频分量的功率，它是上、下边频分量的功率之和，称为边频功率2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师186.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱

3.功率一个边频的功率为若将调幅波电压作用在负载RL上，则载波功率分量为调幅度ma直接影响调幅信号的边频功率

例如，当ma=1时，Pav=1.5P0，即P0=0.67Pav当ma减小时，Pav减小，而P0不变，因而P0在Pav中的比例增大

例如，ma=0.3时，Pav=1.045P0，P0=0.957Pav，载波功率占Pav的95%以上发送端发送的功率被载波占据了很大的比例，在能量使用上很不经济采用这种调制的设备简单，特别是解调更简单，便于接收，因此它仍然在某些领域被广泛应用2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师196.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱

3.功率

已知载波电压vc(t)=5cos2π×106t，调制信号电压vΩ(t)=2cos2π×103t，比例常数ka=1。试写出调幅波的表达式，并求调幅指数及频谱宽度。

2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师206.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱[例6.2.1]解：

已知调幅信号的振幅谱如图所示。试写出已调信号电压的数学表达式，并计算单位电阻上消耗的边频功率和总功率，以及已调波的频谱宽度。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师216.2.1普通调幅信号的

时域表达式与频谱[例6.2.2]解：6.2.2抑制载波的双边带调幅

和单边带调幅双边带调幅信号可以写为ka为由调幅电路决定的系数，kaVΩmcosΩt为双边带调幅信号的振幅其载波电压振幅偏移到零值电压当调制信号vΩ(t)从正半周进入负半周的瞬间，或从负半周进入正半周的瞬间，即vΩ(t)自正值或负值通过零值（调幅包络线过零点）时，调幅信号的相位发生180º的相位突变2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师221.抑制载波的双边带调幅包络已不反映调制信号vΩ(t)的变化2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师236.2.2抑制载波的双边带调幅

和单边带调幅1.抑制载波的双边带调幅它仍然保持频谱搬移的特性上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构，含有调制信号的全部信息上、下边带的区别仅在于下边带反映的是调制信号频谱的水平翻转这种区别对于传输信息而言是无关紧要的仅传输一个边带（上边带或下边带）的调制方式称为单边带调幅

2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师246.2.2抑制载波的双边带调幅

和单边带调幅2.抑制载波的单边带调幅优点：节约频带节约发射功率缺点：调制与解调都比较复杂不适合于传输带有直流分量的信号6.2.3残留边带调幅残留边带调幅：单-双边带调幅之间，的折中方式传送被抑制边带的一部分，同时又将传送边带也抑制掉一部分传送边带中被抑制部分和抑制边带中的被传送部分应满足互补对称关系

解调时，与载波功率ω0成对称的各频率分量正好叠加恢复成原来的调制信号，没有失真2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师256.2.3残留边带调幅所占频带比单边带的略宽一些由于ωc>>Ω，带宽增加很小基本具有单边带调幅的优点它在ωc附近有两个边带，适用于含有直流分量的调制信号（例如电视信号）其滤波器比单边带滤波器容易实现2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师266.3非线性器件相乘作用的

理论分析以上分析了四种调幅波的频谱，它们的产生都需要用非线性器件构成模拟乘法器以完成频谱搬移。下面对非线性器件的相乘作用作理论分析。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师276.3.1幂级数分析法设一个非线性器件的伏安特性为i=f(v)，v=VQ+v1+v2VQ为静态工作点电压，v1和v2为两个相乘电压由二项式定理可知2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师286.3.1幂级数分析法器件的响应电流中出现了两个电压相乘的展开项2a2v1v2（对应于m=1，n=2）它由器件特性的二次方项产生响应电流同时出现了m≠1，n≠2的众多无用的高阶相乘项设v1=V1mcosω1t，v2=V2mcosω2t，电流i中包含的组合频率分量可写为通式p和q取值为正整数或零只有p=1，q=1的组合频率分量是有用的相乘项产生的其他的组合频率分量都是无用的相乘项产生的2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师296.3.2线性时变工作状态分析法将非线性器件的伏安特性i=f(VQ+v1+v2)在VQ+v1点上展开若v2足够小，忽略v2的二次方项及其以上各次方项f(VQ+v1)和fʹ(VQ+v1)是与v2无关的系数，但都是v1的非线性函数v1是时间的函数，f(VQ+v1)和fʹ(VQ+v1)也随时间变化，称为时变系数（参量）f(VQ+v1)是v2=0时的电流，称为时变静态电流

静态是指v2=0时的状态，用I0(t)表示fʹ(VQ+v1)是v2=0时的增量电导，称为时变增量电导或时变电导，用g(t)表示2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师30设v1=V1mcosω1t，g(t)是角频率为ω1的周期性函数，它的傅里叶级数展开式可写为i与v2呈线性关系，而系数是时变的非线性器件的线性时变工作状态线性时变电路

2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师316.3.2线性时变工作状态分析法设v2=V2mcosω2t，可知g(t)与v2相乘产生的组合频率分量的通式为|

pω1

ω2|消除了p为任意值，q=0和q>1的众多频率分量构成频谱搬移电路时，若ω1>>ω2，则很容易用滤波器滤除无用分量

例如，构成振幅调制电路，v1=vc(t)=Vm0cosωct，v2=vΩ(t)=VΩmcosΩt，ωc>>Ω有用分量为ωc

Ω的上、下边频分量不存在ωc

2Ω，ωc

3Ω等靠近上、下边频的失真边频分量2ωc

Ω，3ωc

Ω等无用分量与有用分量ωc

Ω相距甚远，容易滤除。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师326.3.2线性时变工作状态分析法6.3.3指数函数分析法晶体二极管的伏安特性可表示为设二极管两端的电压v=VQ+v1+v2，且其工作在线性时变状态令2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师336.3.3指数函数分析法令表示工作点增量电导，则有2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师346.3.3指数函数分析法an(x1)，n=0,1,2,…是n阶第一类贝塞尔函数与包含有与v2的相乘项，因此具有频谱搬移作用。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师356.3.4开关函数分析法当输入信号足够大，二极管的非线性特性相对于单向导电性来说是次要的伏安特性可用自原点转折的两段折线逼近，导通区折线的斜率为gD=1/RD设静态工作点为原点，即VQ=0。设v1=V1mcosω1t，在v1作用下，二极管正半周导通，负半周截止，流过二极管的电流I0(t)为半周余弦脉冲序列时变增量电导g(t)是半通角为π/2的矩形脉冲序列。二极管的这种状态称为开关工作状态。与将I0(t)和g(t)分别用单向开关函数K1(ω1t)表示为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师361.二极管单向开关函数6.3.4开关函数分析法与v2与K1(ω1t)的基波分量相乘项是有用项，可实现频谱搬移功能，其余项为无用相乘项晶体二极管的指数函数分析法和开关函数分析法都是线性时变分析法的特例至于具体用哪种方法，需视输入信号的大小和多少而定当用单个二极管构成乘法电路时，可将两个需相乘的信号v1(t)和v2(t)同时加在二极管两端若令v1(t)是大信号，v2(t)足够小，则二极管的开关特性由v1(t)控制2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师371.二极管单向开关函数6.3.4开关函数分析法与2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师381.二极管单向开关函数6.3.4开关函数分析法设差分对管的输入差模电压为v1=V1mcosω1t。若使偏置电流源I0受v2控制，如图（b）所示，且I0与v2之间呈线性关系A和B均为常数，则差分对管的输出差模电流为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师392.差分对管双向开关函数6.3.4开关函数分析法

当x1很大，即x1>10，V1m>260mV时，

趋近于周期性方波，可近似用双向开关函数K2(ω1t)表示，即2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师402.差分对管双向开关函数现令x1=V1m/VT，

的傅里叶级数展开式为6.3.4开关函数分析法

v2与K2(ω1t)傅里叶级数展开式中基波分量的相乘项是有用项，可实现频谱搬移功能，其余项为无用相乘项。双向开关函数K2(ω1t)消除了平均分量，仅含有ω1的基波及各奇数次谐波分量且幅度加倍，其相乘性能更好。仅利用器件的非线性特性实现相乘作用，其特性不可能是理想的。如果不采取措施，构成的乘法器往往是不符合要求的。为了实现理想的相乘运算，可以采用以下措施减少无用的高阶相乘项及其产生的组合频率分量。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师412.差分对管双向开关函数6.3.4开关函数分析法从器件的特性考虑

选用具有平方律特性的场效应管

设置合适的静态工作点使器件工作在特性接近平方律的区段等从电路考虑用两个或多个非线性器件组成平衡电路，抵消一部分无用组合频率分量

采用补偿或负反馈技术实现接近理想的相乘运算从输入电压大小考虑

如果v1为参考信号，v2为输入信号，则限制v2的振幅数值，使器件工作在线性时变状态。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师422.差分对管双向开关函数6.4模拟乘法器由二极管或三极管等组成的平衡式电路，是实现频谱搬移的基本组件可以消除一些无用的组合频率分量，使输出信号的频谱得以净化两种模式直接将v1与v2相乘如二极管平衡器、双差分对模拟乘法器通过扩展相乘的两个输入电压的动态范围，实现大范围的四象限信号相乘

除构成频谱搬移电路以外，还广泛应用于众多信号处理电路中将v2与经非线性变换的v1相乘主要应用在频谱搬移电路中，并以调制器或混频器命名双差分对平衡调制器、大动态范围平衡调制器、二极管环形混频器等2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师436.4.1二极管平衡乘法电路1.二极管单平衡乘法电路忽略变压器Tr1和Tr2的损耗并认为是理想变压器，匝数满足N1=N2设v1=V1mcosω1t，v2=V2mcosω2t，且v1为大信号，v2为小信号，V1m>>V2m，二极管工作于受v1控制的开关状态v1在正半周与二极管D1、D2的正方向一致v1在负半周D1、D2管截止D1和D2为两只特性相同的二极管一般为肖特基表面势垒二极管或砷化镓器件2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师446.4.1二极管平衡乘法电路1.二极管单平衡乘法电路由二极管的线性时变工作状态分析结果且负载电流i=i1-i2i中仅包含ω2、(2n-1)ω1

ω2（n=1，2，3，…）等频率分量，消除了|

pω1

qω2|中的其他众多频率分量这是采用开关工作和平衡电路的结果2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师456.4.1二极管平衡乘法电路2.二极管双平衡乘法电路为了进一步抵消组合频率分量，可以采用二极管双平衡乘法电路。D1~D4为四只特性相同的二极管，变压器Tr1和Tr2的

匝数满足N1=N2四只二极管实际上组成了一个环路2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师466.4.1二极管平衡乘法电路当v1为大信号，v2为小信号，V1m>>V2m四只二极管均工作在由v1控制的开关状态在v1的正半周，D1、D2的正方向与v1相同而导通，D3、D4的正方向与v1相反而截止D1、D2构成单平衡电路，开关可用K1(ω1t)表示在v1的负半周，D3、D4的正方向与v1相同而导通，D1、D2的正方向与v1相反而截止D3、D4构成另一个单平衡电路，开关可用负半周导通的K1(ω1t-π)表示2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师472.二极管双平衡乘法电路6.4.1二极管平衡乘法电路双平衡电路的负载电流中进一步减少了由开关常数项所引起的ω2频率分量。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师482.二极管双平衡乘法电路6.4.2晶体管模拟乘法器如果用v1作为输入信号，v2控制电流源并使电流与电压呈线性变化，则差分放大器可构成一个简单的乘法器电流源的控制可以用基本镜像电流源实现，如图所示为使电路正常工作，v2必须保证晶体三极管处于导通状态，也即v2必须大于晶体管的导通电压电路只能构成在v1-v2平面上的两象限乘法器，限制了其应用范围。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师49晶体管两象限乘法器是构成单片集成模拟乘法器的核心单元以基本差分放大器为基础6.4.2晶体管模拟乘法器晶体管四象限模拟乘法器是一种双差分对乘法器又称吉尔伯特（Gilbert）乘法器它的原理电路中有三组差分对管差分对管T5、T6为双差分对管T1、T2和T3、T4提供偏置，尾电流由电流源I0提供输入电压v1同时加在T1、T2和T4、T3的输入端输入电压v2加在T5、T6的输入端输出电流iⅠ和iⅡ由双差分对管T1、T2和T3、T4的输出电流合成双端输出时，其值为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师506.4.2晶体管模拟乘法器i1-i2是差分对管T1、T2的输出差值电流i4-i3是差分对管T4、T3的输出差值电流2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师51（2）电路输出电流提供了两个输入信号的双曲正切函数的相乘可按两信号幅度大小的不同分三种情况（1）实现v1和v2的相乘运算。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师526.4.2晶体管模拟乘法器（3）实现线性时变工作状态。设v1=V1mcosω1t可见，线性时变工作时，利用差分对管的平衡作用，进一步抵消了q>1、p为偶数的众多组合频率分量x1>10时2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师536.4.2晶体管模拟乘法器实现开关工作在上述三种工作特性中，都必须要求v2为小值这种要求使它的使用范围受到限制在实际电路中，往往采用负反馈技术来扩展v2的动态范围

在T5、T6管发射极之间接入负反馈电阻RE，并为了集成化将电流源I0分割成两个I0/2的电流源，可使v2的动态范围达到（-276mV，276mV），比不接RE时扩大了10倍以上在此基础上，为了扩展v1的动态范围，还可增加由两对差分对管所组成的补偿电路。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师546.4.2晶体管模拟乘法器集成模拟乘法器是通用性很强的有源非线性电子器件它有两个输入端口（X和Y）

输入电压分别为vx和vy有一个输出端口

输出电压为vOvx和vy的极性是任意的，可正可负vO的极性也可正可负四象限乘法器2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师556.4.2晶体管模拟乘法器在理想情况下，集成模拟乘法器的输入-输出关系为6.4.3集成模拟乘法器当任一输入电压为零时，输出电压为零当任一输入电压为恒值（vx=VREF或vy=VREF）时，输出电压与另一输入电压呈线性关系或此时，模拟乘法器类似于线性放大器，其增益受VREF控制，构成可变增益放大器。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师562026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师576.4.3集成模拟乘法器图6.4.6MC1496/1596集成模拟乘法器的内部电路和外围电路6.5振幅调制方法与电路振幅调制电路是无线电发射机的重要组成部分低电平调幅置于发射机的前端，产生小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放大到所需的发射功率高电平调幅置于发射机的末端，要求产生功率足够大的已调信号对调幅电路的主要要求是调制效率高、调制线性范围大、失真小等2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师586.5.1低电平调幅电路模拟乘法器二极管平衡电路四象限乘法器单片集成模拟乘法器含有模拟乘法器功能的专用集成调幅电路要求：调制线性好，载波抑制能力强，而功率和效率的要求则是次要的载波抑制能力的强弱可用载漏表示载漏是指输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数分贝数越大，载漏就越小2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师59双/单边带调幅(普通调幅)1.二极管单平衡乘法电路用作调制器I端注入v1：载波信号vc(t)=VcmcosωctR端注入v2：调制信号vΩ(t)=VΩmcosΩtVcm>>VΩm，二极管工作在受vc(t)控制的开关状态L端：输出经带通滤波器后可得到双边带调幅信号vo(t)设带通滤波器的等效阻抗为RL，则流过RL的电流为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师606.5.1低电平调幅电路将K1(ωct)的傅里叶级数展开式代入得若输出带通滤波器的中心频率为fc，带宽为2F，则输出电压为当RL>>RD时，有2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师616.5.1低电平调幅电路1.二极管单平衡乘法电路用作调制器将调制信号vΩ(t)用受载波频率ωc控制的开关“斩”成周期为2π/ωc的脉冲包含ωc

Ω及各种谐波分量通过中心频率为ωc的带通滤波器，可取出所需要的调幅波输出常称为斩波调幅2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师626.5.1低电平调幅电路1.二极管单平衡乘法电路用作调制器2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师636.5.1低电平调幅电路2.二极管环形电路用作调制器v1：载波信号vc(t)=Vcmcosωctv2：调制信号vΩ(t)=VΩmcosΩtVcm>>VΩm，二极管工作在受vc(t)控制的开关状态在L端的输出经带通滤波器后可得到双边带调幅信号vo(t)设带通滤波器的等效阻抗为RL，则流过RL的电流为若输出带通滤波器的中心频率为fc，带宽为2F，则输出电压为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师646.5.1低电平调幅电路2.二极管环形电路用作调制器将K2(ωct)的傅里叶级数展开式代入得当RL>>RD时，有调制信号vΩ(t)被载波频率的双向开关斩成周期为2π/ωc的脉冲通过中心频率为ωc的带通滤波器，可取出所需要的调幅波输出2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师656.5.1低电平调幅电路2.二极管环形电路用作调制器获得单边带调幅信号有滤波法和相移法两种电路实现模型1）滤波法乘法器产生双边带调幅信号由带通滤波器取出其中一个边带，抑制另一个边带，便得到所需的单边带调幅信号2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师666.5.1低电平调幅电路3.单边带调幅信号的产生载波频率越高，两个边带的相对间隔越小，越难滤波假设①：调制信号的最低频率为100Hz，载波频率为2000kHz双边带调幅信号的两个边频分别为2000.1kHz和1999.9kHz，两边频的绝对间隔为0.2kHz取上边频时，两边频的相对间隔为(0.2/2000)×100%=0.01%假设②：载波频率减小为50kHz，上、下边频的绝对间隔仍然为0.2kHz两边频的相对间隔为（0.2/50）×100%=0.4%在相同带外衰减时，相对频率间隔越大，滤波就越容易实现2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师676.5.1低电平调幅电路1）滤波法3.单边带调幅信号的产生一般均在低载波频率上产生单边带信号再用混频器将载波频率提升到所需的载波频率上2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师686.5.1低电平调幅电路1）滤波法3.单边带调幅信号的产生利用两个三角函数cosAcosB=[cos(A+B）+cos(A-B）]/2和sinAsinB=[cos(A+B）-cos(A-B）]/2的和或差分别抵消下边带信号或上边带信号便可得到上边带或下边带信号2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师696.5.1低电平调幅电路2）相移法3.单边带调幅信号的产生vo1(t)与vo2(t)相加，就可以抵消上边带，得到下边带调幅信号vo1(t)与vo2(t)相减，就可以抵消下边带，得到上边带调幅信号2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师706.5.1低电平调幅电路2）相移法3.单边带调幅信号的产生对复杂音调制信号也成立将乘法器Ⅱ的输入调制信号换成另一路非相关的调制信号vΩ2(t)=VΩ2mcosΩ2t，并采用求和电路，可构成一般正交调幅的组成模型2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师716.5.1低电平调幅电路2）相移法3.单边带调幅信号的产生由一个相加器和一个乘法器组成两个输入信号分别是调制信号vΩ(t)和载波信号vc(t)=Vm0cosωctA为相加器的加权系数，AMAVm0=ka2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师726.5.1低电平调幅电路4.普通调幅信号的产生8、10脚：载波输入通道1、4脚：有外接调零电路普通调幅：调节50kΩ电位器使1脚电位比4脚电位高Vy，调制信号vΩ(t)与直流电压叠加后输入Y通道调节电位器可改变Vy的大小，即改变调制指数ma2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师736.5.1低电平调幅电路5.集成模拟乘法器调幅电路双边带调幅：通过调节50kΩ电位器使1脚和4脚之间等电位，即Y通道输入信号仅为交流调制信号为了减小流经电位器的电流，便于调零准确，可加大两个750Ω电阻的阻值，比如各增大10kΩ输出端6、12脚应接调谐于载频的带通滤波器2、3脚之间外接Y通道负反馈电阻，用以扩展Y通道的输入信号动态范围2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师746.5.1低电平调幅电路5.集成模拟乘法器调幅电路调幅发射机（例如中波和短波广播发射机）一般采用高电平调幅电路优点：不必采用效率较低的线性功率放大器，这对提高发射机整机效率有利。

要求：除了达到所需调制线性外，还应高效率地输出足够大的已调信号功率广泛采用高效率的丙类谐振功率放大器集电极调幅电路：根据集电极调制特性，将调制信号加到集电极上基极调幅电路：根据基极调制特性，将调制信号加到基极上2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师756.5.2高电平调幅电路1.集电极调幅电路2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师766.5.2高电平调幅电路T1管为推动级通过变压器耦合双调谐回路，将载波电压加到T2管基极L3为高频扼流圈T2管的输出端采用并馈方式直流电源通过L4加至T2管的集电极C6、C7、L5构成π型匹配网络L4和C5分别为高频扼流圈和隔直流电容调制信号经变压器Tr和L4加到T2管的集电极上C8为高频滤波电容，其容抗值应对调制信号频率开路，对载波频率短路2.基极调幅电路2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师776.5.2高电平调幅电路载波电压通过变压器耦合和L2、C1构成的L形网络加到晶体管T1的基极上调制信号通过变压器Tr2和扼流圈L3加到T1的基极上C2为高频滤波电容6.6振幅解调方法与电路振幅检波同振幅调制一样，也是实现频谱不失真的搬移以普通调幅波为例，振幅检波电路的作用如图所示2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师78输入信号vs(t)为普通调幅信号电压输出信号vO(t)为反映调制信号变化的低频电压6.6振幅解调方法与电路振幅调制信号都可用乘法器和低通滤波器组成的检波电路进行解调非相干解调普通调幅波包含了载波，可以直接利用非线性器件的相乘作用得到所需的解调电压，不必另加同步信号包括小信号平方律检波和大信号包络检波两种方式的工作原理不同目前应用最广的是二极管包络检波器，在集成电路中，主要采用晶体三极管射极包络检波电路相干解调（同步检波）另加同步信号的解调方式2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师796.6振幅解调方法与电路主要要求：输出电压不失真地反映输入信号的包络变化输入调幅电压过小或RC取值不当均会产生失真还必须考虑它与前后级之间的连接问题

2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师806.6.1二极管大信号包络检波当加到检波器输入端的调幅电压为vi(t)=Vim(1+macosΩt)cosωit时，包络的最小值vimin=Vim(1-ma)应大于检波所需的电压值。若二极管的导通电压VBZ已由外加偏置电压予以克服，则保证二极管大信号检波的条件是包络的最小值应在500mV以上，即2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师81可采用折线分析法，而检波二极管的静态工作点变得无关紧要电容C的电抗和电阻RL之间的关系为1/(ΩC)>>RL二极管导通时vi(t)向电容C充电，充电时间常数为RDC二极管截止时，电容C向电阻RL放电，放电时间常数为RLC2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师826.6.1二极管大信号包络检波1.大信号检波器的工作原理由输入回路、二极管D和RC低通滤波器组成电路结构上二极管整流电路相同在大信号检波时，二极管工作于导通和截止两种状态二极管伏安特性可用自原点转折，斜率为gD=1/RD的折线逼近2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师836.6.1二极管大信号包络检波随着C被充电，输出电压vO(t)增大，但vi(t)>vO(t)，二极管导通当t=t1时，vi(t)与vO(t)相等，二极管截止，电流为零随着t的增加，vi(t)的瞬时值减小，vO(t)大于vi(t)，二极管仍处于截止状态电容C上的电压vO(t)经电阻RL放电，RL>>RD，放电时间常数RLC远小于充电时间常数RDC，放电较慢电容C上的初始电压为零在信号正半周时二极管处于正向导通，输入高频电压通过二极管对电容C充电，充电时间常数RDC较小，充电很快当输入信号vi(t)为高频等幅波2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师846.6.1二极管大信号包络检波随着t的增加，vi(t)的瞬时值减小，vO(t)大于vi(t)，二极管又处于截止状态，电容C上的电压又经电阻RL放电。如此反复，直到在一个输入信号周期内电容充电电荷量与放电电荷量相等，充、放电达到动态平衡而进入稳定状态。当到达t=t2时，vi(t)与vO(t)又相等然后随着t的增加，vi(t)的瞬时值增大，vi(t)大于vO(t)，vi(t)通过二极管D再对电容C充电。到t=t3时刻，vi(t)与vO(t)又再次相等。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师856.6.1二极管大信号包络检波这时检波器的输出电压vO(t)按高频信号的角频率作锯齿状等幅波动实际运用中，进入稳态后，因为正向导通时间很短，放电时间常数又远大于高频输入电压信号的周期，输出电压vO(t)的起伏很小vO(t)近似为直流当输入端作用着普通调幅信号电压vi(t)=Vim(1+macosΩt)cosωct且电压幅值Vim足够大时，充放电过程与上述高频等幅波输入情况相似vO(t)将按输入调幅信号的包络以角频率ωc作锯齿状波动通过二极管的电流为高度按输入调幅信号包络变化的窄脉冲序列，其基波电流i1如图（b）所示输出电压vO在直流电压VO=ηdVim上叠加了反映调制信号电压的vΩ(t)=ηdmaVimcosΩt的交流电压，ηd为检波效率2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师866.6.1二极管大信号包络检波输出电压vO可表示为直流分量和低频分量之和且其值与输入调幅信号包络Vim(1+macosΩt)成正比，有ηd为检波电压传输系数或检波效率，其值恒小于1。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师876.6.1二极管大信号包络检波二极管起着受载波电压控制的开关作用RLC上的电压反作用到二极管上，vD=vi-vO，因此D仅在载波一个周期内接近正峰值的一段时间内导通（相当于开关闭合）在载波一个周期的大部分时间内截止（相当于开关断开）导通时间与截止时间的长短与RLC的大小有关增大RL将减弱C向RL的放电速度，从而减小C的泄放电荷量达到动态平衡后，二极管D在导通期间内向C充电的电荷量也就减小结果是D的导通时间减小，相应地，锯齿状波动减小增大C也有类似的情况2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师886.6.1二极管大信号包络检波在实际电路中，为了提高检波性能，RLC的取值应足够大满足

（即在载波角频率处的阻抗ZL(ωc)→0）和RL>>RD的条件2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师896.6.1二极管大信号包络检波此时，可以认为vO近似等于输入高频载波电压的振幅即检波电压传输系数ηd→1，而叠加在vO上的残余高频电压（或称输出纹波电压）则趋于零二极管两端所加电压为vD=vi-vO若vi=Vimcosωit，则二极管的电流iD为角频率为ωi的周期余弦脉冲半通角为θ，振幅最大值为IM2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师906.6.1二极管大信号包络检波2.半通角的近似计算为推导检波效率和输入阻抗需分析直流电压、基波电压与基波电流，它们与二极管的半通角有关。将iD分解为直流、基波和各次谐波分量I0=α0(θ)IM为直流分量，I1m=α1(θ)IM为基波分量振幅，Inm=αn(θ)IM为n次谐波分量振幅输出直流电压为VO=I0RL，为求出直流电流分量I0，当vD>VBZ时，有当ωit=θ时，iD=0，可得2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师916.6.1二极管大信号包络检波2.半通角的近似计算当ωit=0

时，iD=IM，可得经低通滤波器输出的直流电压为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师926.6.1二极管大信号包络检波2.半通角的近似计算两边除以cosθ并代入

得在VBZ=0或VO>>VBZ的条件下在θ<π/6的条件下，tanθ可展开成幂级数，即忽略五次方和以上高次项2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师936.6.1二极管大信号包络检波2.半通角的近似计算在VBZ=0，θ<π/6的条件下半通角θ仅与检波器的电路参数RD和RL有关而与高频信号的振幅Vim无关在检波器电路参数确定之后，无论输入高频等幅波还是调幅波，其半通角θ均保持不变检波二极管的导通电阻RD通常比负载电阻RL要小很多，θ<π/6的条件是容易满足的VBZ=0的条件可以采用给检波电路加固定偏压的方法来获得2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师946.6.1二极管大信号包络检波2.半通角的近似计算当输入电压为高频等幅波时，检波器的输出电压为对于输入信号为vi(t)=Vim(1+macosΩt)cosωit的调幅波，由于ωi>>Ω，在高频电压一周内，由Ω引起的振幅变化可以认为是不变的，则检波器输出电压为含有由载波检波得到的直流成分Vimcosθ和边频分量检波而得到的Ω成分maVimcosθcosΩt2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师956.6.1二极管大信号包络检波2.半通角的近似计算为了取出原调制信号，可以选用如图所示的检波电路在低通滤波器之后增加隔直电容Cc，并与下级输入电阻Ri2相连接在Ri2上即可取出所需的调制信号电路在A点的输出电压vA(t)=Vim(1+macosΩt)cosθ在B点的输出电压vB(t)=maVimcosΩtcosθ2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师966.6.1二极管大信号包络检波2.半通角的近似计算1）电压传输系数ηdηd又称为检波效率用来描述检波器把等幅高频波转换为直流电压的能力当输入高频等幅波vi(t)=Vimcosωit时ηd定义为输出直流电压与输入高频电压振幅Vim的比值当输入高频调幅波vi(t)=Vim(1+macosΩt)cosωit时ηd定义为输出的低频分量（Ω分量）振幅与输入高频调幅波包络振幅maVim的比值2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师976.6.1二极管大信号包络检波3.大信号检波器的技术指标根据ηd的定义输入信号为高频等幅波时输入信号为vi(t)=Vim(1+macosΩt)cosωit的调幅波时两个定义所得到的检波效率是一致的对于同一个检波器，检波效率的值是相同的大信号检波的电压传输系数ηd是不随输入信号电压振幅而变化的常数，仅取决于二极管电阻RD与负载电阻R的比值检波电路的检波效率越高，说明在同样的输入信号下，可以得到较大的低频信号输出2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师986.6.1二极管大信号包络检波3.大信号检波器的技术指标1）电压传输系数ηd在设计电路时应尽可能使它接近于1当R>>RD时，θ→0，cosθ→1，即二极管检波器的检波效率可接近于1这是包络检波的主要优点。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师996.6.1二极管大信号包络检波3.大信号检波器的技术指标1）电压传输系数ηd2）等效输入阻抗Rid检波器通常与前级中频放大器的输出端连接检波器的等效输入阻抗将作为前级放大器的负载，影响前级放大器的电压增益和通频带检波器的输入阻抗为复数，可看成电阻和电容并联组成。通常输入电容与高频谐振回路构成谐振，所以可只考虑输入电阻Rid的影响。相应的等效电路如图（b）所示。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1006.6.1二极管大信号包络检波3.大信号检波器的技术指标检波器是非线性电路，Rid的定义与线性放大器不同Rid定义为检波器输入等幅高频电压的振幅Vim与流过检波二极管的高频电流脉冲中基波分量振幅的比值将tanθ、sinθ、cosθ展开成级数并代入。通常θ很小，忽略三次方以上高次方项，得2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1016.6.1二极管大信号包络检波3.大信号检波器的技术指标2）等效输入阻抗Rid大信号检波时二极管包络检波器的输入电阻Rid与电阻RL直接有关考虑到输出电压的反作用，这个结论是不难解释的增大RL就会导致二极管D的导通时间缩短，从而使输出电流i中的基波分量减小，Rid变大Rid越大，对前级放大器回路的影响越小2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1026.6.1二极管大信号包络检波3.大信号检波器的技术指标2）等效输入阻抗Rid4.二极管包络检波的失真二极管包络检波器的参数若设计不当，可能使检出的调制信号与输入信号包络的形状不相符，产生非线性失真失真系数kf是用来衡量输出电压与输入调幅波包络形状相似程度的性能指标对于单音调幅波的检波，kf定义为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1036.6.1二极管大信号包络检波当输入信号是调制角频率为Ωmin~Ωmax的复杂音普通调幅波时检波器A点的电压包含直流和Ωmin~Ωmax分量输出B点的电压只包含Ωmin~Ωmax成分，Cc滤除了直流成分若设最高调制频率为Fmax，为了不产生频率失真，RLC低通滤波器的带宽应大于Fmax电容C的主要作用是滤除调幅波中的载波频率分量，其应满足2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1046.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真1）频率失真当电容C取得过大时，电容C对调制频率Ωmin~Ωmax中的不同频率成分将产生不同的旁路作用，引起频率失真。应使电容C的容抗对上限频率Ωmax不产生旁路作用，故应满足2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1056.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真1）频率失真耦合电容Cc的容抗将影响检波器对下限频率Ωmin成分的输出电压，即对

Ωmin~Ωmax范围内的输入电压成分，电容Cc上的压降大小不同。在输出端B点的电压会因此而产生频率失真。为了不引起频率失真，应使Cc对于下限频率Ωmin的压降很小，满足从充放电的观点来看，增大RL和C值，可以提高检波电压传输系数和高频滤波能力。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1066.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真2）惰性失真但当输入为普通调幅波时，过分增大RL和C值，在二极管截止期间C通过RL的放电速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，出现如图所示的惰性失真。为了避免惰性失真，必须在任何一个高频载波周期内，C通过RL的放电速度大于或等于包络的下降速度，即当Vm=Vim(1+macosΩt)时，包络在t=t1时刻的下降速度为而C自t1时刻开始的放电规律为Vo1表示检波器在t1时刻的输出电压。当ηd≈1时，Vo1≈Vim(1+macosΩt1)，因此，C通过RL的放电速度为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1076.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真2）惰性失真由于对应不同的t1，vO和Vm的下降速度不同，避免产生惰性失真的充要条件是A出现最大值时仍能保证其值小于或等于1。取A对t1的导数并令其等于零，求得A为最大值的时刻所应满足的条件为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1086.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真2）惰性失真即可求得单音调制时不产生惰性失真的充要条件为ma和Ω越大，包络下降速度就越快，不产生惰性失真所要求的RLC值也就越小。对于复杂音调幅信号的检波，作为工程估算，ma和Ω均应取最大值。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1096.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真2）惰性失真检波器的交流负载ZL(jΩ)是RL和Ri2的并联电阻直流负载是ZL(0)=

RL且有ZL(jΩ)<ZL(0)2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1106.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真3）负峰切割失真当输入电压为调幅波vi(t)=Vim(1+macosΩt)cosωit时，在不产生负峰切割失真的正常情况下，检波器A点的输出电压为直流分量为VO=ηdVim，交流分量为vo=ηdVimcosΩt，相应的输出电流为在电容Cc上电压为直流电压ηdVim，Cc的电容量大，其上电压可认为在Ω一周内保持不变。电容C上的电压（即A点电压vA(t)）在RL和Ri2上分压，可得相应的电流为2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1116.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真3）负峰切割失真由于二极管的单向导电性，因此iO必须为正值，即IΩm必须小于或等于IO。若IΩm>IO，则iO在一段时间内变为负值。在实际电路中，iO为负值表明二极管截止，在二极管截止的这段时间内检波器就不能进行正常的充放电过程，输出平均电压也就不能跟随输入调幅波的包络变化，从而产生负峰切割失真。

3）负峰切割失真

要使检波器不产生负峰切割失真，必须使2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1126.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真

3）负峰切割失真当ma一定时，交、直流负载电阻越接近，不产生负峰切割失真所允许的ma值就越接近于1反之，交、直流负载电阻的差别就受到不产生负峰切割失真条件的限制在实际电路中，可以采用多种措施来减小交、直流负载电阻值的差别提高交流负载电阻，这就需要提高RL为了提高RL，可在检波器和下级放大器之间插入一级射极跟随器2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1136.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真

3）负峰切割失真将RL分成RL1和RL2，并通过隔直流电容Cc将Ri2并接在RL2两端当RL=RL1+RL2保持一定时，RL1越大，交、直流负载电阻值的差别就越小但是，输出调制信号的电压也就越小为了折中地解决这个矛盾，实用电路中，常取RL1/RL2的比值介于0.1~0.2RL2上还并接了电容C2，用来进一步滤除高频分量，提高检波器的高频滤波能力2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1146.6.1二极管大信号包络检波4.二极管包络检波的失真

如图所示的检波电路中，已知RL=4.7kΩ，C=0.01μF，Cc和Ri2为检波器与下级放大器连接时的阻容耦合电路，检波效率ηd=0.85，设输入信号为vs(t)=10[1+0.6cos(2π×103t)]cos(2π×106t)。请回答：（1）该检波器作为中频放大器的输出负载时，所产生的负载效应即检波器的输入电阻Ri。（2）vo(t)的数学表达式以及在负载电阻RL上得到的直流电压和低频电压振幅值VΩm。（3）若Ri2=4kΩ，该电路会不会产生惰性失真和负峰切割失真?请说明原因。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1156.6.1二极管大信号包络检波[例6.6.1]

如图6.6.12所示的检波电路中，已知RL=4.7kΩ，C=0.01μF，Cc和Ri2为检波器与下级放大器连接时的阻容耦合电路，检波效率ηd=0.85，设输入信号为vs(t)=10[1+0.6cos(2π×103t)]cos(2π×106t)。请回答：解：2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1166.6.1二极管大信号包络检波[例6.6.1]（2）根据检波原理，vO(t)的数学表达式为

（1）输入电阻Ri因此，负载电阻RL上得到的直流电压和低频电压振幅值VΩm分别为8.5V和5.1V（1）检波器的输入电阻Ri。（2）负载电阻RL上得到的直流电压和低频电压振幅值VΩm

如图6.6.12所示的检波电路中，已知RL=4.7kΩ，C=0.01μF，Cc和Ri2为检波器与下级放大器连接时的阻容耦合电路，检波效率ηd=0.85，设输入信号为vs(t)=10[1+0.6cos(2π×103t)]cos(2π×106t)。请回答：解：2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1176.6.1二极管大信号包络检波[例6.6.1]（3）由不产生惰性失真的条件可知条件不满足，故会产生惰性失真。（3）若Ri2=4kΩ，该电路会不会产生惰性失真和负峰切割失真?请说明原因。

如图6.6.12所示的检波电路中，已知RL=4.7kΩ，C=0.01μF，Cc和Ri2为检波器与下级放大器连接时的阻容耦合电路，检波效率ηd=0.85，设输入信号为vs(t)=10[1+0.6cos(2π×103t)]cos(2π×106t)。请回答：解：（3）2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1186.6.1二极管大信号包络检波[例6.6.1]直流负载为不产生负峰切割失真的条件为（3）若Ri2=4kΩ，该电路会不会产生惰性失真和负峰切割失真?请说明原因。交流负载为由输入信号vs(t)可知ma=0.6。因此不满足条件，该检波电路会产生负峰切割失真。设计二极管包络检波器的关键在于正确选用晶体二极管，合理选取RL、C等数值，保证检波器提供尽可能大的输入电阻，同时满足不失真的要求。①为了提高检波电压传输系数选用正向导通电阻RD和极间电容C小（或最高工作频率高）的二极管为了克服导通电压的影响，一般都需外加正向偏置电压，提供20~50μA的静态工作点电流，具体数值由实验确定。2026/10/16上海师范大学信息与通信工程系主讲教师1196.6.1二极管大信号包络检波②从提高检波电压传输系数和高频滤波能力考虑，RLC应尽可能大。工程上，要求它的最小值大于(5~10)/ωc。从避免惰性失真考虑，RLC的最大值应小于

③RLC值确定后，一般可按下列考虑分配RL和C的数值为保证所需的检波输入电阻Ri，RL的最小值应满足RL≥2Ri（或RL≥3Ri）④当RL选定后，就可按RLC乘积