运动控制系统（第2版）课件第2章 闭环控制的直流调速系统

第2章

闭环控制的直流调速系统

运动控制系统（第2版）内容提要转速单闭环直流调速系统转速、电流双闭环直流调速系统转速、电流双闭环直流调速系统的数字实现调节器的设计方法直流调速系统的仿真2.1转速单闭环直流调速系统调速范围和静差率是一对互相制约的性能指标，要解决的唯一的途径是减少负载引起的转速降落

。但是在转速开环的直流调速系统中

是由直流电动机的参数决定的，无法改变。必须采用反馈控制技术，构成转速闭环控制系统，才能有效地解决调速范围和静差率的矛盾。根据自动控制原理，将系统的被调节量作为反馈量引入系统，与给定量进行比较，用比较后的偏差值对系统进行控制，可以有效地抑制甚至消除扰动造成的影响，而维持被调节量很少变化或不变，这就是反馈控制的基本作用。2.1转速单闭环直流调速系统2.1.1转速反馈控制直流调速系统的

控制规律在负反馈基础上的“检测误差，用以纠正误差”这一原理组成的系统，其输出量反馈的传递途径构成一个闭合的环路，因此被称作闭环控制系统。在直流调速系统中，被调节量是转速，所构成的是转速反馈控制的直流调速系统。1．系统的工作原理图2-1 带转速负反馈的闭环直流调速系统原理框图电压比较环节比例调节器测速反馈环节

电力电子变换器

直流电动机Kp——比例调节器的比例系数α——转速反馈系数（V·min/r）静特性方程式（2-1）式中:——闭环系统的开环放大系数闭环调速系统的静特性表示闭环系统电动机转速与负载电流（或转矩）间的稳态关系。图2-2 转速负反馈闭环直流调速系统稳态结构框图（b）只考虑给定作用时的闭环系统图2-2 转速负反馈闭环直流调速系统稳态结构框图（c）只考虑扰动作用时的闭环系统图2-2 转速负反馈闭环直流调速系统稳态结构框图（a）闭环调速系统U*nKpKs

1/CeUc∆UnnUd0Un+-+KpKs

1/Ce-IdRnUd0+-E给定作用：扰动作用：2.比例控制的直流调速系统的稳态分析（1）开环系统机械特性和闭环系统静特性的关系开环机械特性为

比例控制闭环系统的静特性为

（2-3）（2-2）a.闭环系统静特性可以比开环系统机械特性硬得多在同样的负载扰动下，

开环系统的转速降落闭环系统的转速降落关系是

(2-4)图2-3闭环系统静特性与开环系统机械特性b.闭环系统的静差率要比开环系统小得多闭环系统的静差率为开环系统的静差率为当时，

（2-5）c.静差率一定时，闭环系统可以大大提高调速范围如电动机最高转速都是nN，最低速静差率都是s：开环时，

闭环时，

得到

（2-6）图2-24闭环系统静特性和开环系统机械特性的关系开环系统

Id

n

例如：在图2-24中工作点从A

A′

闭环系统Id

n

Un

Un

Uc

n

Ud0

例如：在图2-24中工作点从A

B系统调节过程：图2-1是带有比例放大器的转速反馈闭环调速系统，它是一种基本的反馈控制系统。它具有下述三个基本特征：1、只有比例放大器的反馈控制系统，其被调量仍是有静差的。2、反馈控制系统的作用是：抵抗扰动，服从给定。3、系统的精度依赖于给定和反馈检测的精度。3、反馈控制规律3、反馈控制规律图2-5闭环调速系统的给定作用和扰动作用2.1.2转速单闭环直流调速系统的限流保护1 电流截至负反馈的应用在转速反馈控制直流调速系统上突加给定电压时，电枢电压立即达到它的最高值，对电动机来说，相当于全压起动，会造成电动机过流。当直流电动机被堵转时，电流将远远超过允许值。如果只依靠过流继电器或熔断器来保护，过载时就跳闸。2.1.2转速单闭环直流调速系统的限流保护系统中必须有自动限制电枢电流的环节。引入电流负反馈，可以使它不超过允许值。但这种作用只应在起动和堵转时存在，在正常的稳速运行时又得取消。当电流大到一定程度时才出现的电流负反馈，叫做电流截止负反馈。带电流截止负反馈环节的

直流调速系统图2-8 电流截止负反馈环节（a）利用独立直流电源作比较电压（b）利用稳压管产生比较电压2．电流截止负反馈环节电流反馈信号取自串入电动机电枢回路中的小阻值电阻Rs，IdRc正比于电流。图2-8(a)中用独立的直流电源作为比较电压Ucom，其大小可用电位器调节，在IdRc与Ucom之间串接一个二极管VD，当IdRc>Ucom时，二极管导通，电流负反馈信号Ui即可加到放大器上去；当IdRc≤Ucom时，二极管截止，Ui消失。图2-8(b)中利用稳压管VST的击穿电压Ubr作为比较电压Ucom

。截止电流

Idcr=Ucom/Rs当输入信号IdRc-Ucom>0时，输出Ui=IdRc-Ucom，当IdRc-Ucom≤0时，输出Ui=0。图2-6电流截止负反馈环节的输入输出特性图2-7带电流截止负反馈的闭环直流调速系统稳态结构框图2．带电流截止负反馈比例控制闭环直流调速系统的稳态结构框图和静特性当Id≤Idcr时，电流负反馈被截止，静特性与只有转速负反馈调速系统的静特性相同， 当Id>Idcr后，引入了电流负反馈，静特性变成

（2-7）图2-9 带电流截止负反馈比例控制闭环直流调速系统的静特性CA段:

电流负反馈被截止AB段:

电流负反馈起作用电流负反馈的作用相当于在主电路中串入一个大电阻。比较电压与给定电压的作用一致，好象把理想空载转速提高到（2-8）令n=0，得到堵转电流Iabl

，

（2-9）一般KpKsRs>>R，因此

（2-10）Iabl应小于电动机允许的最大电流，一般为

Iabl=（1.5~2）IN截止电流应大于电动机的额定电流，取

Idcr=（1.1~1.2）IN2.1.3转速单闭环直流调速系统的动态数学模型一个带有储能环节的线性物理系统的动态过程可以用线性微分方程描述，微分方程的解即系统的动态过程，它包括两部分：动态响应和稳态解。在动态过程中，从施加给定输入值的时刻开始，到输出达到稳态值以前，是系统的动态响应；系统达到稳态后，可用稳态解来描述系统的稳态特性。比例放大器的传递函数电力电子变换器的传递函数测速反馈的传递函数(2-12)（2-11）图2-10 他励直流电动机在额定励磁下的等效电路假定主电路电流连续，动态电压方程为

(2-13)忽略粘性摩擦及弹性转矩，电动机轴上的动力学方程为

(2-14)额定励磁下的感应电动势和电磁转矩分别为

——包括电动机空载转矩在内的负载转矩，（N·m）

——电力拖动装置折算到电动机轴上的飞轮惯量，(N·m2)——电动机额定励磁下的转矩系数，(N·m/A)再定义下列时间常数：

——电枢回路电磁时间常数(s)——电力拖动系统机电时间常数(s)整理后得

式中，——负载电流（A）。在零初始条件下，取拉氏变换，得电压与电流间的传递函数

(2-15)电流与电动势间的传递函数

(2-16)图2-11额定励磁下直流电动机的动态结构框图(a)电压电流间的结构框图

(b)电流电动势间的结构框图

(c）直流电动机的动态结构框图直流电动机有两个输入量，一个是施加在电枢上的理想空载电压Ud0，是控制输入量，另一个是负载电流IdL。扰动输入量。如果不需要在结构图中显现出电流，可将扰动量的综合点移前，再进行等效变换，得图2-12。额定励磁下的直流电动机是一个二阶线性环节，时间常数Tm表示机电惯性时间常数Tl表示电磁惯性。图2-12 直流电动机动态结构框图的变换图2-13转速反馈控制直流调速系统的动态结构框图转速反馈控制的直流调速系统的开环传递函数(2-18)式中转速反馈控制直流调速系统的闭环传递函数（2-19）2．单闭环直流调速系统的稳定性分析单闭环直流调速系统，在受到扰动作用将使被控量将发生变化，当扰动消失后，如果系统的状态能回复到原来的平衡状态，则系统是稳定的，反之则是不稳定系统。在系统稳定的条件下，才有减小静差率的可能。劳斯-霍尔维茨判据是用来判别系统稳定性充要条件的一种代数判据，三阶系统的特征方程式2．单闭环直流调速系统的稳定性分析它的稳定的充分必要条件是2．单闭环直流调速系统的稳定性分析比例控制闭环系统的特征方程为

(2-20)根据三阶系统的劳斯-古尔维茨判据，系统稳定的充分必要条件是整理后得

(2-21)2.1.4PI控制规律及调节器设计在比例控制直流V-M调速系统中，稳态性能和动态稳定性的要求常常是互相矛盾的。根据自动控制原理，要解决这个矛盾，必须恰当地设计动态校正装置，用来改造系统。在电力拖动自动控制系统中，常用串联校正和反馈校正。对于带电力电子变换器的直流闭环调速系统，传递函数阶次较低，一般采用PID调节器的串联校正方案就能完成动态校正的任务。1．积分调节器和积分控制规律在输入转速误差信号ΔUn的作用下，积分调节器的输入输出关系为

其传递函数是

其中，τ—积分时间常数。图2-14（a）积分调节器的输入和输出动态过程

输入ΔUN是阶跃信号，则输出Uc

按线性规律增长。当输出值达到积分调节器输出的饱和值Ucm时，便维持在Ucm不变。图2-14(b)积分调节器的输入和输出动态过程

只要ΔUn>0，积分调节器的输出Uc便一直增长；只有达到ΔUn=0时，Uc才停止上升；只有到ΔUn变负，Uc才会下降。当ΔUn=0时，Uc并不是零，而是某一个固定值Ucf

突加负载时，由于Idl的增加，转速n下降，导致ΔUn变正，在积分调节器的作用下，Uc上升，电枢电压Ud上升，以克服Idl增加的压降，最终进入新的稳态。图2-15 积分控制无静差调速系统突加负载时的动态过程比例与积分控制规律

比例控制规律

1）系统存在静差，因为Uc=Kp

Un；2）输出取决于输入的现状；3）输出响应快，没有滞后时间。

积分控制规律1）输出不仅取决于输入量的现状，而且取决于输入量对时间的积累；2）当输出为稳态值时，输入量近似为零

实现无静差；3）要使Uc下降，ΔUn必须改变极性；4）在调节过程中，调节器的放大倍数是可变的；5）积分调节响应慢，所以很少单独使用。积分控制特点：

积累作用：只要输入端有信号，哪怕是微小信号，积分就会进行，直至输出达到饱和值（或限幅值）。

记忆作用：在积分过程中，如果突然使输入信号为零，其输出将始终保持在输入信号为零瞬间前的输出值。

延缓作用：及时输入信号突变，如阶跃信号，其输出却不能跃变，而是逐渐积累线性渐增的。两种控制方式的根本区别：

比例调节器的输出只取决于输入偏差量的现状；而积分调节器的输出则包含了输入偏差量的全部历史。

2．比例积分控制规律比例积分调节器（PI调节器）的输入输出关系为

其传递函数为

在t=0时就有Uex(t)=KpUin，实现了快速控制；随后Uex(t)按积分规律增长，

在t=t1时，Uin=0，

图2-16PI调节器的输入输出特性在闭环调速系统中，采用PI调节器输出部分Uc由两部分组成，比例部分①和ΔUn成正比，积分部分②表示了从t=0到此时刻对ΔUn(t)的积分值，Uc是这两部分之和。图2-17闭环系统中PI调节器的输入和输出动态过程用运算放大器来实现PI调节器的输入极性和输出极性是反相的；

式中

比例积分（PI）调节器线路图

比例积分控制规律1）阶跃输入瞬间，电容相当于短路，调节器具有比例控制的特点；2）电容被充电，积分起作用，Uc在Kpi*

ΔUn基础上线性上升，直至稳定

输入ΔU不变，输出饱和；输入ΔU=0，输出唯一恒定值。

实现快速响应，且稳态无静差。3、PI调节器的设计在设计调节器时，首要条件是保证系统的稳定性，为了防止参数变化以及一些未计入因素的影响，必须要有一定的稳定裕度。在伯德图中，用来衡量系统稳定裕度的指标是：相角裕度γ和以分贝表示的增益裕度GM。一般要求γ=30~60°，GM>6dB。在一般情况下，稳定裕度也能间接反映系统动态过程的平稳性，稳定裕度大，意味着动态过程震荡弱、超调小。3、PI调节器的设计对于最小相位系统，利用对数幅频特性图，可以定性地分析系统性能。通常将频率分成低、中、高三个频段。从三个频段的特征可以判断系统的性能，这些特征包括以下四个方面：1）中频段以-20dB/dec的斜率穿越0dB线，而且这一斜率能覆盖足够的频带宽度，则系统的稳定性好。中频段以-40dB/dec的斜率穿越0dB线，系统可能是稳定的，也可能是不稳定的，需画出相频特性才能正确判断系统的稳定性。中频段以-60dB/dec的斜率穿越0dB线，系统是不稳定的。3、PI调节器的设计2）截止频率越高，则系统的快速性越好。3）低频段的斜率陡、增益高，说明系统的稳态精度高。4）高频段衰减越快，说明系统抗高频噪声干扰的能力越强。3、PI调节器的设计图2-18自动控制系统的典型伯德图2.2转速、电流双闭环直流调速系统对于经常正、反转运行的调速系统，缩短起、制动过程的时间是提高生产率的重要因素。在起动（或制动）过渡过程中，希望始终保持电流（电磁转矩）为允许的最大值，使调速系统以最大的加（减）速度运行。当到达稳态转速时，最好使电流立即降下来，使电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速转入稳态运行。起动电流呈矩形波，转速按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快的起动（制动）过程。图2-21时间最优的理想过渡过程应该在起动过程中只有电流负反馈，没有转速负反馈，在达到稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再让电流负反馈发挥作用。在系统中设置两个调节器，分别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。形成了转速、电流反馈控制直流调速系统（简称双闭环系统）。2.2转速、电流双闭环直流调速系统图2-22转速、电流双闭环直流调速系统ASR——转速调节器ACR——电流调节器

TG——测速发电机

2.2转速、电流双闭环直流调速系统转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压，当调节器饱和时，输出达到限幅值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态，其作用是使输入偏差电压在稳态时为零。对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况，电流调节器不进入饱和状态。2.2转速、电流双闭环直流调速系统图2-23双闭环直流调速系统的稳态结构图α——转速反馈系数β——电流反馈系数2.2.2稳态结构与稳态参数计算（1）转速调节器不饱和两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零。

（2）转速调节器饱和ASR输出达到限幅值时，转速外环呈开环状态，转速的变化对转速环不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时

(2-30)AB段是两个调节器都不饱和时的静特性，Id<Idm,n=n0。BC段是ASR调节器饱和时的静特性，Id=Idm,n<n0。图2-24双闭环直流调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到Idm时，转速调节器为饱和输出U*im，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差。采用两个PI调节器形成了内、外两个闭环的效果。当ASR处于饱和状态时，Id=Idm，若负载电流减小，Id<Idm，使转速上升，n>n0，Δn<0，ASR反向积分，使ASR调节器退出饱和。2．稳态参数计算双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系

(2-31) (2-32)根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数：转速反馈系数 (2-34)电流反馈系数 (2-35)两个给定电压的最大值U*nm和U*im由设计者选定。2.2.3双闭环直流调速系统的动态数学模型与动态性能分析1双闭环直流调速系统的数学模型图2-25双闭环直流调速系统的动态结构图2．双闭环系统的起动过程对调速系统而言，被控制的对象是转速。跟随性能可以用阶跃给定下的动态响应描述。能否实现所期望的恒加速过程，最终以时间最优的形式达到所要求的性能指标，是设置双闭环控制的一个重要的追求目标。1．起动过程分析电流Id从零增长到Idm，然后在一段时间内维持其值等于Idm不变，以后又下降并经调节后到达稳态值IdL。转速波形先是缓慢升速，然后以恒加速上升，产生超调后，到达给定值n*。起动过程分为电流上升、恒流升速和转速调节三个阶段，转速调节器在此三个阶段中经历了不饱和、饱和以及退饱和三种情况。图2-26 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形第Ⅰ阶段：电流上升阶段（0~t1）电流从0到达最大允许值。

在t=0时，系统突加阶跃给定信号Un*，在ASR和ACR两个PI调节器的作用下，Id很快上升，在Id上升到Idl之前，电动机转矩小于负载转矩，转速为零。当Id≥

IdL

后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，ASR输入偏差电压仍较大，ASR很快进入饱和状态，而ACR一般不饱和。直到Id=Idm

，Ui

=U*im

。第Ⅱ阶段:恒流升速阶段（t1~t2）Id基本保持在Idm,电动机加速到了给定值n*。

ASR调节器始终保持在饱和状态，转速环仍相当于开环工作。系统表现为使用PI调节器的电流闭环控制，电流调节器的给定值就是ASR调节器的饱和值U*im，基本上保持电流Id=Idm不变，电流闭环调节的扰动是电动机的反电动势，它是一个线性渐增的斜坡扰动量，系统做不到无静差，而是Id略低于Idm。第Ⅲ阶段：转速调节阶段（t2以后）起始时刻是n上升到了给定值n*。

n上升到了给定值n*，ΔUn=0。因为Id>Idm，电动机仍处于加速过程，使n超过了n*

，称之为起动过程的转速超调。转速的超调造成了ΔUn<0，ASR退出饱和状态，Ui和Id很快下降。转速仍在上升，直到t=t3时，Id=Idl

，转速才到达峰值。在t3~t4时间内，Id<Idl，转速由加速变为减速，直到稳定。如果调节器参数整定得不够好，也会有一段振荡的过程。在第Ⅲ阶段中，ASR和ACR都不饱和，电流内环是一个电流随动子系统。双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：（1）饱和非线性控制（2）转速超调（3）准时间最优控制2．动态抗扰性能分析双闭环系统与单闭环系统的差别在于多了一个电流反馈环和电流调节器。调速系统，最主要的抗扰性能是指抗负载扰动和抗电网电压扰动性能，闭环系统的抗扰能力与其作用点的位置有关。（1）抗负载扰动负载扰动作用在电流环之后，只能靠转速调节器ASR来产生抗负载扰动的作用。在设计ASR时，要求有较好的抗扰性能指标。图2-27直流调速系统的动态抗扰作用负载扰动（2）抗电网电压扰动电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，使抗扰性能得到改善。在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速变化会比单闭环系统小得多。图2-27直流调速系统的动态抗扰作用电网电压扰动1.转速调节器的作用转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速很快地跟随给定电压变化,如果采用PI调节器，则可实现无静差。对负载变化起抗扰作用。其输出限幅值决定电动机允许的最大电流。2.电流调节器的作用在转速外环的调节过程中，使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。对电网电压的波动起及时抗扰的作用。在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流。当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。2.3转速、电流双闭环直流调速系统的数字实现以微处理器为核心的数字控制系统（简称微机数字控制系统）硬件电路的标准化程度高，制作成本低，且不受器件温度漂移的影响；其控制软件能够进行逻辑判断和复杂运算，可以实现不同于一般线性调节的最优化、自适应、非线性、智能化等控制规律，而且更改起来灵活方便。2.3.1微机数字控制的特点微机控制的调速系统是一个数字采样系统。其中K1是给定值的采样开关，K2是反馈值的采样开关，K3是输出的采样开关。若所有的采样开关是等周期地一起开和闭，则称为同步采样。微型计算机只有在采样开关闭合时才能输入和输出信号。只能在采样时刻对模拟的连续信号进行采样，把连续信号变成脉冲信号，即离散的模拟信号。信号的离散化是微机数字控制系统的第一个特点。采样后得到的离散模拟信号本质上还是模拟信号，不能直接送入计算机，还须经过数字量化。用一组数码（如二进制数）来逼近离散模拟信号的幅值，将它转换成数字信号。信号的数字化是微机数字控制系统的第二个特点。根据香农（Shannon）采样定理：如果模拟信号的最高频率为fmax

，只要按照f>2fmax采样频率进行采样，取出的样品序列就可以代表（或恢复）模拟信号。在电动机调速系统中，控制对象是电动机的转速和电流，是快速变化的物理量，必须具有较高的采样频率。微型计算机控制的直流调速系统是一种快速数字采样系统，要求微型计算机在较短的采样周期之内，完成信号的转换、采集，完成按某种控制规律实施的控制运算，完成控制信号的输出。2.3.2转速检测的数字化图2-29增量式旋转编码器示意图1．旋转编码器光电式旋转编码器是检测转速或转角的元件，旋转编码器与电动机相连，当电动机转动时，带动编码器旋转，产生转速或转角信号。旋转编码器可分为绝对式和增量式两种。绝对式编码器常用于检测转角。增量式编码器在码盘上均匀地刻制一定数量的光栅，在接收装置的输出端便得到频率与转速成正比的方波脉冲序列，从而可以计算转速。增加一对发光与接收装置，使两对发光与接收装置错开光栅节距的1/4。正转时A相超前B相；反转时B相超前A相。采用简单的鉴相电路可以分辨出转向。图2-30区分旋转方向的A、B两组脉冲序列2．数字测速方法的精度指标（1）分辨率用改变一个计数值所对应的转速变化量来表示分辨率，用符号Q表示。当被测转速由n1变为n2时，引起记数值增量为1，则该测速方法的分辨率是 （2-36）分辨率Q越小，说明测速装置对转速变化的检测越敏感，从而测速的精度也越高。（2）测速误差率转速实际值和测量值之差与实际值之比定义为测速误差率，记作 （2-37）测速误差率反映了测速方法的准确性，δ越小，准确度越高。3．M法测速记取一个采样周期内旋转编码器发出的脉冲个数来算出转速的方法称为M法测速，又称频率法测速。

(2-38)

式中:n

转速，单位为r/min；

M1

时间Tc内的脉冲个数；

z

旋转编码器每转输出的脉冲个数;

Tc

采样周期，单位为s。由系统的定时器按采样周期的时间定期地发出一个采样脉冲信号，计数器记录下在两个采样脉冲信号之间的旋转编码器的脉冲个数。图2－31M法测速原理示意图M法测速分辨率为

（2-39）M法测速的分辨率与实际转速的大小无关。M法的测速误差率的最大值为

（2-40）δmax与M1成反比。转速愈低，M1愈小，误差率愈大。4．T法测速 T法测速是测出旋转编码器两个输出脉冲之间的间隔时间来计算转速，又被称为周期法测速。 与M法测速不同的是，T法测速所计的是计算机发出的高频时钟脉冲的个数，以旋转编码器输出的相邻两个脉冲的同样变化沿作为计数器的起始点和终止点。图2-32 T法测速原理示意图准确的测速时间是用所得的高频时钟脉冲个数M2计算出来的，即，电动机转速为（2-41）T法测速的分辨率定义为时钟脉冲个数由M2变成(M2-1)时转速的变化量，

（2-42）综合式（2-80）和式（2-81），可得

(2-43)T法测速的分辨率与转速高低有关，转速越低，Q值越小，分辨能力越强。T法测速误差率的最大值为

（2-44）低速时，编码器相邻脉冲间隔时间长，测得的高频时钟脉冲M2个数多，误差率小，测速精度高。T法测速更适用于低速段。5．M/T法测速在M法测速中，随着电动机的转速的降低，计数值减少，测速装置的分辨能力变差，测速误差增大。T法测速正好相反，随着电动机转速的增加，计数值减小，测速装置的分辨能力越来越差。综合这两种测速方法的特点，产生了M/T测速法，它无论在高速还是在低速时都具有较高的分辨能力和检测精度。图2-33 M/T法测速原理示意图关键是和计数同步开始和关闭，实际的检测时间与旋转编码器的输出脉冲一致，能有效减小测速误差。采样时钟Tc

由系统的定时器产生，其数值始终不变。检测周期由采样脉冲Tc的边沿之后的第一个脉冲编码器的输出脉冲的边沿来决定，即T=Tc–ΔT1+ΔT2

。检测周期T内被测转轴的转角为θ (2-45)旋转编码器每转发出Z个脉冲，在检测周期T内旋转编码器发出的脉冲数是M1，则

(2-46)若时钟脉冲频率是f0，在检测周期T内时钟脉冲计数值为M2

，则

(2-47)综合式(2-74)、式(2-75)和式(2-76)便可求出被测的转速为：

(2-48)在高速段，Tc

ΔT1，Tc

ΔT2，可看成T

Tc：

(2-49)M2＝f0T

f0Tc，代入式（2-78)可得：

(2-50)在高速段，与M法测速的分辨率完全相同。在低速段，M1＝1，M2随转速变化，分辨率与T法测速完全相同。M/T法测速无论是在高速还是在低速都有较强的分辨能力。在M/T法测速中，检测时间是以脉冲编码器的输出脉冲的边沿为基准，计数值M2最多产生一个时钟脉冲的误差。M2的数值在中、高速时，基本上是一个常数M2＝Tf0

Tcf0，其测速误差率为 ，在低速时，M2＝Tf0>Tcf0

，M/T法测速具有较高的测量精度。2.3.3数字PI调节器PI调节器的传递函数列出如下：

（2-51）输出函数和输入误差函数关系的时域表达式为

（2-53）式中Kp

为比例系数，KI

为积分系数。转换为差分方程，其第k拍输出为

式中Tsam为采样周期。数字PI调节器有位置式和增量式两种算法，位置式算法中，u(k)为第k拍的输出值。比例部分只与当前的偏差有关，积分部分则是系统过去所有偏差的累积。增量式算法只需要当前的和上一拍的偏差即可计算输出值。在数字控制算法中，要对u限幅，须在程序内设置限幅值±

um，当|u(k)|>um时，便以限幅值±

um作为输出。增量式PI调节器算法只需输出限幅，位置式算法必须同时设积分限幅和输出限幅，缺一不可。若没有积分限幅，积分项可能很大，将产生较大的退饱和超调。2.4调节器的设计2.4.1控制系统的动态性能指标在控制系统中设置调节器是为了改善系统的静、动态性能。控制系统的动态性能指标包括对给定输入信号的跟随性能指标和对扰动输入信号的抗扰性能指标。1、跟随性能指标以输出量的初始值为零，给定信号阶跃变化下的过渡过程作为典型的跟随过程，此跟随过程的输出量动态响应称作阶跃响应。常用的阶跃响应跟随性能指标有上升时间、超调量和调节时间。图2-34典型的阶跃响应过程和跟随性能指标上升时间峰值时间调节时间超调量σ

2．抗扰性能指标当调速系统在稳定运行中，突加一个使输出量降低（或上升）的扰动量F之后，输出量由降低（或上升）到恢复到稳态值的过渡过程就是一个抗扰过程。常用的抗扰性能指标为动态降落和恢复时间。图2-35突加扰动的动态过程和抗扰性能指标动态降落恢复时间工程设计方法：在设计时，把实际系统校正或简化成典型系统，可以利用现成的公式和图表来进行参数计算，设计过程简便得多。调节器工程设计方法所遵循的原则是：（1）概念清楚、易懂；（2）计算公式简明、好记；（3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向；（4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式；（5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。在典型系统设计的基础上，利用MATLAB/SIMULINK进行计算机辅助分析和设计，可设计出实用有效的控制系统。2.4.2典型系统性能指标与参数间的关系控制系统的开环传递函数都可以表示成

分母中的sr项表示该系统在s=0处有r重极点，或者说，系统含有r个积分环节，称作r型系统。为了使系统对阶跃给定无稳态误差，不能使用0型系统（r=0），至少是Ⅰ型系统（r=1）；当给定是斜坡输入时，则要求是Ⅱ型系统（r=2）才能实现稳态无差。选择调节器的结构，使系统能满足所需的稳态精度。由于Ⅲ型（r=3）和Ⅲ型以上的系统很难稳定，而0型系统的稳态精度低。因此常把Ⅰ型和Ⅱ型系统作为系统设计的目标。1．典型Ⅰ型系统作为典型的I型系统，其开环传递函数选择为

（2-61）式中，T——系统的惯性时间常数；K——系统的开环增益。对数幅频特性的中频段以-20dB/dec的斜率穿越零分贝线，只要参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳定的。只包含开环增益K和时间常数T两个参数，时间常数T往往是控制对象本身固有的，唯一可变的只有开环增益K。设计时，需要按照性能指标选择参数K的大小。图2-36 典型Ⅰ型系统(a)闭环系统结构图(b)开环对数频率特性典型Ⅰ型系统的对数幅频特性的幅值为

得到 (2-62)相角裕度为

K值越大，截止频率

c

也越大，系统响应越快，相角稳定裕度

越小，快速性与稳定性之间存在矛盾。在选择参数K时，须在快速性与稳定性之间取折衷。（当时）

（1）动态跟随性能指标典型Ⅰ型系统的闭环传递函数为

（2-64） 式中， ——自然振荡角频率；——阻尼比。

<1，欠阻尼的振荡特性，

1，过阻尼的单调特性；

=1，临界阻尼。过阻尼动态响应较慢，一般把系统设计成欠阻尼，即0<

<1。超调量（2-65）上升时间 （2-66）峰值时间 （2-67）当调节时间在、误差带为的条件下可近似计算得 （2-68）截止频率（按准确关系计算） （2-69）相角稳定裕度 （2-70）参数关系KT0.250.390.50.691.0阻尼比

超调量

上升时间tr峰值时间tp

相角稳定裕度

截止频率

c

1.00%

76.3°0.243/T

0.81.5%6.6T8.3T69.9°0.367/T0.7074.3%4.7T6.2T

65.5°0.455/T0.69.5%3.3T4.7T59.2°0.596/T0.516.3%2.4T3.2T

51.8°0.786/T表2-1典型Ⅰ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系（2）动态抗扰性能指标影响到参数K的选择的第二个因素是它和抗扰性能指标之间的关系，典型Ⅰ型系统已经规定了系统的结构，分析它的抗扰性能指标的关键因素是扰动作用点，某种定量的抗扰性能指标只适用于一种特定的扰动作用点。图2-37电流环的在电压扰动作用下的动态结构图电压扰动作用点前后各有一个一阶惯性环节，采用PI调节器在只讨论抗扰性能时，令输入变量R=0，将输出量写成ΔC图2-38电流环校正成一类典型Ⅰ型系统在一种扰动作用下的动态结构图(a)一种扰动作用下的结构(b)等效结构图在阶跃扰动下，，得到在选定KT=0.5时， （2-71）阶跃扰动后输出变化量的动态过程函数为

（2-72）式中为控制对象中小时间常数与大时间常数的比值。取不同m值，可计算出相应的动态过程曲线。在计算抗扰性能指标时，为了方便起见，输出量的最大动态降落ΔCmax用基准值Cb的百分数表示，所对应的时间tm用时间常数T的倍数表示，允许误差带为±5%Cb时的恢复时间tv也用T的倍数表示。取开环系统输出值作为基准值，即

Cb=0.5Fk2

55.5%33.2%18.5%12.9%tm

/T2.83.43.84.0tv

/T14.721.728.730.4表2-2典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系2.典型Ⅱ型系统典型Ⅱ型系统的开环传递函数表示为 （2-73）典型II型系统的时间常数T也是控制对象固有的，而待定的参数有两个：K

和

。定义中频宽：

(2-74)中频宽表示了斜率为20dB/sec的中频的宽度，是一个与性能指标紧密相关的参数。图2-39 典型Ⅱ型系统(a)闭环系统结构图(b)开环对数频率特性 (2-75)改变K相当于使开环对数幅频特性上下平移，此特性与闭环系统的快速性有关。系统相角稳定裕度为

(2-76)τ比T大得越多，系统的稳定裕度就越大。采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值最小准则，可以找到和两个参数之间的一种最佳配合。

(2-77) (2-78)在确定了h之后，可求得

(2-81)

(2-82)（1）动态跟随性能指标按Mr最小准则选择调节器参数，典型Ⅱ型系统的开环传递函数为系统的闭环传递函数当R(t)为单位阶跃函数时，，则(2-83)

h345678910

tr

/Tts

/T

k52.6%

2.412.15343.6%2.65

11.65

237.6%2.859.55233.2%3.010.45129.8%3.111.30127.2%3.212.25125.0%3.313.25123.3%3.3514.201表2-4典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标(按Mrmin准则确定参数关系)以h=5的动态跟随性能比较适中。图2-40 转速环在负载扰动作用下的动态结构框图是电流环的闭环传递函数

（2）动态抗扰性能指标图2-41典型Ⅱ型系统在一种扰动作用下的动态结构图

(a)一种扰动作用下的结构在扰动作用点前后各有一个积分环节，用作为一个扰动作用点之前的控制对象，

取，于是

（2-85）图2-41典型Ⅱ型系统在一种扰动作用下的动态结构图等效框图

在阶跃扰动下，,按Mrmin准则确定参数关系（2-86）

Cb=2FK2T

（2-87）

取2T时间内的累加值作为基准值（控制结构和扰动作用点如图2-41所示，参数关系符合准则）

h345678910

Cmax/Cbtm

/T

tv

/T

72.2%

2.4513.6077.5%2.70

10.4581.2%2.858.80

84.0%3.0012.9586.3%3.1516.8588.1%3.2519.8089.6%3.3022.8090.8%3.4025.85表2-5典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系由表2-5中的数据可见，值越小，也越小，都短，因而抗扰性能越好。但是，当时，由于振荡次数的增加，再小，恢复时间反而拖长了。是较好的选择，这与跟随性能中调节时间最短的条件是一致的（见表2-4）。3．非典型系统的典型化采用PI调节器针对控制对象构成了典型I型系统和典型Ⅱ型系统。而实际系统通常与上述的控制对象不一样，此时采用的方法有以下几种可能：（1）选用P、I、PI、PD及PID调节器和不同类的控制对象构成典型I型系统或典型Ⅱ型系统；（2）对控制对象的传递函数做近似处理后，校正成典型I型系统或典型Ⅱ型系统，选用近似处理的目的是为了设计更为方便。（3）如要采用更精确的设计方法，可以采用计算机辅助设计。3．非典型系统的典型化3．非典型系统的典型化典型I型系统和典型Ⅱ型系统在稳态误差上有区别。典型I型系统在跟随性能上可以做到超调小，但抗扰性能稍差。典型Ⅱ型系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好。这些是设计时选择典型系统的重要依据。3.控制对象的工程近似处理方法3.控制对象的工程近似处理方法（1）高频段小惯性环节的近似处理当高频段有多个小时间常数T1、T2、T3…的小惯性环节时，可以等效地用一个小时间常数T的惯性环节来代替。其等效时间常数为T=T1+T2+T3+…考察一个有2个高频段小惯性环节的开环传递函数其中T1、T2为小时间常数。它的频率特性为

（2-88）近似处理后的近似传递函数，其中T=T1+T2，它的频率特性为 （2-89）图2-42 高频段小惯性群近似处理对频率特性的影响T=T1+T2近似相等的条件是。在工程计算中，一般允许有10%以内的误差，近似条件可写成

(2-90)有三个小惯性环节，其近似处理的表达式是

(2-91)近似的条件为

(2-92)（2）高阶系统的降阶近似处理三阶系统

a，b，c都是正数，且bc

a，即系统是稳定的。降阶处理：忽略高次项，得近似的一阶系统近似条件(2-93)

(2-94)

(2-95)

（3）低频段大惯性环节的近似处理当系统中存在一个时间常数特别大的惯性环节时，可以近似地将它看成是积分环节。大惯性环节的频率特性为近似成积分环节，其幅值应近似为近似条件是：(2-96)图2-43低频段大惯性环节近似处理对频率特性的影响这种近似处理只适用于分析动态性能在低频段，把特性a近似地看成特性b。2.4.3 调节器的设计用工程设计方法来设计转速、电流反馈控制直流调速系统的原则是先内环后外环。先从电流环（内环）开始，对其进行必要的变换和近似处理，然后根据电流环的控制要求确定把它校正成哪一类典型系统，再按照控制对象确定电流调节器的类型，按动态性能指标要求确定电流调节器的参数。电流环设计完成后，把电流环等效成转速环（外环）中的一个环节，再用同样的方法设计转速环。Toi——电流反馈滤波时间常数；Ton——转速反馈滤波时间常数图2-4双闭环调速系统的动态结构图1．电流调节器的设计反电动势与电流反馈的作用相互交叉，给设计工作带来麻烦。转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，。忽略反电动势对电流环作用的近似条件是

(2-97)

式中ωci——电流环开环频率特性的截止频率。图2-45电流环的动态结构图及其化简(a)忽略反电动势的动态影响把给定滤波和反馈滤波同时等效地移到环内前向通道上，再把给定信号改成，则电流环便等效成单位负反馈系统。图2-45电流环的动态结构图及其化简(b）等效成单位负反馈系统

Ts

和T0i

一般都比Tl小得多，可以近似为一个惯性环节，其时间常数为

T∑i=Ts+Toi

(2-98)

简化的近似条件为(2-99)

图2-45电流环的动态结构图及其化简(c）小惯性环节近似处理典型系统的选择：采用I型系统电流调节器选择：PI型的电流调节器，（2-100）

Ki

—电流调节器的比例系数；

i—电流调节器的超前时间常数。电流环开环传递函数因为Ti>>TΣi，选择τi=

Ti

，用调节器零点消去控制对象中大的时间常数极点，希望电流超调量

i

≤5%，选

=0.707，

KI

T

i=0.5，则

(2-104)(2-103)图2-46校正成典型I型系统的电流环(a)动态结构图(b）开环对数幅频特性模拟式电流调节器电路U*i

—电流给定电压；

–

Id

—电流负反馈电压；

Uc

—电力电子变换器的控制电压。图2-47含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器(2-105)(2-106)(2-107)按典型Ⅰ型系统设计的电流环的闭环传递函数为

(2-108)采用高阶系统的降阶近似处理方法，忽略高次项，可降阶近似为

(2-109)降价近似条件为

(2-110)

式中，ωcn——转速环开环频率特性的截止频率。电流环在转速环中等效为

(2-111)电流的闭环控制把双惯性环节的电流环控制对象近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能。例题2-1

某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基本数据如下：直流电动机：220V，136A，1460r/min，Ce=0.132Vmin/r，允许过载倍数λ=1.5；晶闸管装置放大系数：Ks=40；电枢回路总电阻：R=0.5Ω ；时间常数：Ti=0.03s，Tm=0.18s；电流反馈系数：β=0.05V/A（≈10V/1.5IN）。设计要求设计电流调节器，要求电流超调量解1）确定时间常数整流装置滞后时间常数Ts=0.0017s。电流滤波时间常数Toi=2ms=0.002s。电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理，取TΣi=Ts+Toi=0.0037s。2）选择电流调节器结构要求σi≤5%，并保证稳态电流无差，按典型I型系统设计电流调节器。用PI型电流调节器。检查对电源电压的抗扰性能：，

参看表3-2的典型I型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。3）计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数：τi=Ti=0.03s。电流环开环增益：取KiTΣi=0.5，

ACR的比例系数为4）校验近似条件电流环截止频率ωci=KI=135.1s-1（1）校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件

（2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

（3）校验电流环小时间常数近似处理条件

5）计算调节器电阻和电容取

取40kΩ

取0.75μF

取0.2μF2．转速调节器的设计图2-48转速环的动态结构图及其简化(a)用等效环节代替电流环图2-48转速环的动态结构图及其简化(b)等效成单位负反馈系统和小