第4章 模拟信号的数字传输.ppt

1、第4章 模拟信号的数字传输,4.1 引言 4.2 抽样 4.3 量化 4.4 编码 4.5 脉冲编码调制系统 4.6 自适应差分脉冲编码调制系统 4.7 增量调制,数字通信系统具有许多优点而成为当今通信的发展方向。 然而自然界的许多信息经各种传感器感知后都是模拟量，例如电话、电视等通信业务，其信源输出的消息都是模拟信号。 若要利用数字通信系统传输模拟信号，一般需三个步骤： （1）把模拟信号数字化，即模/数转换（A/D）； （2）进行数字方式传输； （3）把数字信号还原为模拟信号，即数/模转换（D/A）。,4.1 引言,由于A/D或D/A变换的过程通常由信源编（译）码器实现，所以我们把发端的A/

2、D变换称为信源编码，而收端的D/A变换称为信源译码。 如语音信号的数字化叫做语音编码。,模拟信号的数字传输,模拟信号数字化的方法大致可划分为波形编码和参量编码两类。 波形编码是直接把时域波形变换为数字代码序列，比特率通常在16 kb/s-64 kb/s范围内，接收端重建信号的质量好。 参量编码是利用信号处理技术，提取语音信号的特征参量，再变换成数字代码，其比特率在1.2-4.8kb/s，但接收端重建(恢复)信号的质量不够好。这里只介绍波形编码。 ,PCM通信系统原理图,PCM信号形成过程示意图,PCM信号的形成是模拟信号经过“抽样、量化、编码”三个步骤实现的。,抽样是按抽样定理把时间上连续的模

3、拟信号转换成时间上离散的抽样信号； 量化是把幅度上仍连续（无穷多个取值）的抽样信号进行幅度离散，即指定M个规定的电平，把抽样值用最接近的电平表示； 编码是用二进制码组表示量化后的M个样值脉冲。,接收端的数/模变换包含了解码和低通滤波器两部分 解码是编码的反过程，它将接收到的PCM信号还原为抽样信号； 低通滤波是抽样的反变换，其作用是恢复或重建原始的模拟信号。,本章在介绍抽样定理和脉冲幅度调制（PAM)的基础上，重点讨论模拟信号数字化的两种方式，即PCM和M的原理及性能，并简要介绍它们的改进型：差分脉冲编码调制(DPCM)、自适应差分脉冲编码调制(ADPCM)和增量总和调制、数字压扩自适应增量调

4、制的原理。 ,4.2 抽样,所谓抽样是把时间上连续的模拟信号变成一系列时间上离散的样值序列的过程。,4.2.1理想抽样 当抽样脉冲序列为单位冲激序列时，称为理想抽样。,一、低通信号的抽样定理,一个频带限制在0-fH内的时间连续的模拟信号m(t)，如果抽样频率fs 2fH，则可以通过低通滤波器由抽样序列ms(t)无失真地重建原始信号m(t) 。,若抽样速率fs2fH，则会产生失真，这种失真叫混叠失真。,数学描述： 时域： 频域：,理想抽样信号波形及其频谱,-wm 0 wm,M(w),w,MS(w),w,-2ws -ws -wm 0 wm ws 2ws,MS(w),w,-2ws -ws -wm 0

5、 wm ws 2ws,MS(w),w,s2m,s2m,s=2m,频谱重叠,实际应用中一般要留有一定的防卫带，取fs 2fH。例如话音信号的最高频率被限制在3400Hz，抽样频率应大于23400=6800Hz，为了留有一定防卫带，ITU-T规定话音信号的抽样频率为 fs = 8000Hz， Ts=1/8000=125s。 抽样频率越高，对防止频谱混叠越有利，但将使总码速率增高，给传输带来不便。,fs = 2fH 是频谱不出现重叠的最低抽样频率，称之为奈奎斯特频率。,理想抽样与信号恢复,二、带通信号的抽样定理,实际中遇到的许多信号是带通型信号。如果采用低通抽样定理的抽样速率fs2fH，肯定能满足频

6、谱不混叠的要求。 但这样选择fs太高了，它会使0-fL一大段频谱空隙得不到利用，降低了信道的利用率。,时，就可以无失真地恢复出原信号。,带通信号抽样定理：一个频带限制在fL - fH之间的带通信号，其抽样频率满足,n是小于fL/B的最大整数,例 试求60路载波超群信号（312552kHz)的抽样频率。,解：按带通信号抽样定理,若按低通信号抽样定理，其抽样频率为 2fH=2552=1104kHz,注意：如果fL B，即n=0，则带通信号抽样定理不再使用，此时应按低通信号处理。如电话信号频率为300-3400Hz， fL= 300Hz B=3100Hz ，故只能按低通信号处理。,带通信号的最小抽样

7、频率,4.2.2实际抽样 理论上， 抽样过程 周期性单位冲激脉冲 模拟信号 实际上， 抽样过程 周期性单位窄脉冲 模拟信号,一、自然抽样,自然抽样又称曲顶抽样，它是指抽样后的脉冲幅度（顶部）随被抽样信号m(t)变化，或者说保持了m(t)的变化规律。,理想抽样信号波形及其频谱,自然抽样与理想抽样的频谱非常相似，也是由无限多个间隔为s的M（）频谱之和组成。第一零点带宽B=1/ 抽样频率也是按抽样定理确定，接收端通过LPF恢复出原始的模拟信号。,数学描述：,取s=2H,比较采用矩形窄脉冲抽样与采用冲激脉冲抽样(理想抽样)的过程和结果，可得： （1）它们调制(抽样)与解调(信号恢复)过程相同，差别只是

8、采用的抽样信号不同。 （2）矩形窄脉冲抽样的包络的总趋势是随|f| 上升而下降，因此带宽是有限的；而理想抽样的带宽是无限的。 （3）的大小要兼顾通信中对带宽和脉冲宽度这两个互相矛盾的要求。,二、平顶抽样,平顶抽样又称为瞬时抽样，从波形上看，它与自然抽样的不同之处在于抽样信号中的脉冲均具有相同的形状顶部平坦的矩形脉冲，矩形脉冲的幅度即为瞬时抽样值，在实际应用中，平顶抽样信号采用脉冲形成电路（也称为“抽样保持电路”）来实现，得到顶部平坦的矩形脉冲。,平顶抽样信号与产生原理,平顶抽样PAM信号在原理上可以看作由理想抽样和脉冲形成电路产生。,平顶抽样信号的恢复,4.3 量化 定义：用有限个电平来表示模

9、拟信号抽样值被称为量化。,量化分为均匀量化和非均匀量化。 均匀量化：量化间隔相等的量化。 非均匀量化：量化间隔不相等的量化。,在原理上，量化过程可以认为是在一个量化器中完成的。量化器的输入信号为m(kT)，输出信号为mq(kT) ，如下图所示。 在实际中，量化过程常是和后续的编码过程结合在一起完成的，不一定存在独立的量化器。,4 3 2 1 0 -1 -2 -3 -4,抽样信号,4.3.1均匀量化 定义：把输入信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。 量化间隔取决于输入信号的变化范围和量化级数。 每个量化区间的量化电平通常取在各区间的中点，通过量化，无穷多个幅度的取值变成了有限个量化电平。

10、,均匀量化特性及量化误差曲线,量化噪声功率,量化信噪比表示为,S/Nq越大，量化器量化性能越好,设一个均匀量化器的量化间隔为，量化级数为M，输入信号在区间-a, a内均匀分布，该量化器的量化噪声功率为,由上式可知，一旦量化间隔给定，无论抽样 值大小如何，均匀量化噪声功率Nq都相同。,Nq=2/12,该量化器的量化信噪比为,由上式可知，量化级数M增加，则量化信噪比提高，信号的逼真度越好。通常量化级数应根据对量化信噪比的要求来确定。,均匀量化的特点：无论信号大小如何，量化间隔都相等，量化噪声功率Nq固定不变。因此小信号时的量化信噪比太小，难以达到给定的要求；而大信号的量化信噪比较高。通常，把满足信

11、噪比要求的输入信号的取值范围定义为动态范围。因此，均匀量化时输入信号的动态范围将受到较大的限制。,采用均匀量化器提高信噪比的方法是减小量化噪声，也就是减小量化间隔，但在一定信号动态范围内，减小就意味着增加量化级数，使编码的总码率增高，给传输带来不利。为了提高小信号的输出信噪比，最佳方法是采用非均匀量化。即小信号时小，大信号时大。,4.3.2 非均匀量化 非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。对于信号取值小的区间，其量化间隔也小，反之，量化间隔就大。这样可以提高小信号时的量化信噪比，适当减小大信号时的量化信噪比。,一、模拟压扩法,对于电话信号，ITU-T推荐两种特性，即A压扩律和压扩律

12、，以及相应的近似算法 - 13折线法和15折线法。,美国和日本采用压扩律，我国和 欧洲各国均采用A压扩律。,1、A律压扩特性,在实用中，选择A等于87.6 A律压缩特性可用13折线来近似。,式中A为压缩系数，表示压缩程度。 A1时，y=x，为无压缩即均匀量化情况。A值越大，在小信号处斜率越大，对提高小信号信噪比越有利。,2、律压扩特性,其中为压缩系数，如图所示。0时，相当于无压缩情况。 实用中取255，律压缩特性可用15折线来近似。,二、直接非均匀编解码法,实现非均匀量化目前一般采用直接非均匀编解码方法。,两种常用的数字压扩技术： （1）13折线A律压扩，它的特性近似A87.6的A律压扩特性。

13、 （2）15折线律压扩，其特性近似255的律压扩特性。,A律13折线压缩特性,A=87.6时的A律压缩特性,均匀量化11位码字,均匀量化7位码字,非均匀量化7位码字,压缩前后的信噪比曲线,26,电话传输标准对通信系统的要求是：在信号动态范围大于40dB的条件下，信噪比不应低于26dB。,4.4 编码 把量化后的信号变换成代码的过程称为编码，其相反的过程称为译码。 4.4.1常用的二进制码型 常见的码型有自然二进制码、折叠二进制码等。在实际的PCM通信中通常采用折叠二进制码。,与自然二进码相比，折叠二进码优点是： （1）对于语音这样的双极性信号，只要绝对值相同，则可以采用单极性编码的方法，使编码

14、过程大大简化。 （2）在传输过程中出现误码，对小信号影响较小。因为语音信号小幅度出现的概率比大幅度的大，所以，着眼点在于小信号的传输效果。 ,4.4.2 A律13折线编码一、A律13折线的压缩特性,二、A律13折线码字安排,每一量化段均匀分为16等分,正为1负为0,8 个非均匀量化段,每段内16个均匀量化级,段落码编码规则,段内码编码规则：,采用A律13折线压缩特性进行幅度编码，小信号时的量化间隔达到1/2048，若采用均匀量化需要11位码位。而非均匀量化只需要7位就可以保证小信号的量化信噪比。采用7位编码可使PCM编译码设备得到简化，传输的信息速率相应减少，系统的信号带宽也相应减小。,将双极

15、性信号变成单极性信号,正时为“1”，负时为“0”,4.4.3. 逐次比较型编解码原理 一、 A律13折线编码器,例1 设样值脉冲 IC=+1270，采用逐次比较型编码，按A律13折线特性编成8位码 c1c8 。,解：(1) 确定极性码，IC 0， c1=1 (2) 确定段落码 第一次比较，Is=128， IC=+1270 Is， c2=1，在后四大段。 第二次比较，Is=512， IC=+1270 Is， c3=1，在7、8大段。 第三次比较，Is=1024， IC=+1270 Is，c4=1，在8大段。,(3) 确定段内码 段内均匀分16个小段，8=1024/16=64 第四次比较，Is=1

16、024+88=1024+864=1536， IC=+1270 Is，c5=0，在前8小段。 第五次比较，Is=1024+48=1024+464=1280， IC=+1270 Is，c6=0，在前4小段。,第六次比较， Is=1024+28=1024+264=1152， IC=+1270 Is，c7=1，在3、4小段。 第七次比较， Is=1024+28+ 8 =1024+364=1216， IC=+1270Is，c8=1，在第4小段。 编出的码组c1c8是11110011,B1 B2 . B12,PCM 码流,寄 存 读 出,串并变换记忆电路,7/12 变 换,D1 D2 . D8,解码电平,

17、M2 M3 . M8,12位 线性 解码 网络,极性控制,时 钟 脉 冲,M2 M3 . M8,二、A律13折线解码器,（量化电平),7/12变换关系表,B1B12代表的数值,例 已知一个抽样值u=2510mv,(1)如果量化区的最大电压为U=4096mv,采用A律13折线编码编成8位折叠二进制码，试写出8位码；（2）编码电平为多少？编码器中的7/11 变换得到的11位线性码为多少？（3）接收端解码器输出电平（量化电平）多少？解码误差（量化误差）为多少？解码器中的7/12变换得到的12位线性码为多少？,4.5 脉冲编码调制系统,4.5.1 脉冲编码调制（PCM）原理,在PCM系统中，除了上述的

18、几个部分，还必须设有同步设备。,4.5.2 PCM信号的码元速率和带宽,二进制代码的速率为：,当采用矩形脉冲传输时，所需要的带宽与脉冲 宽度成反比，第一零点带宽为B=1/,P119例4.8 某信号频谱范围为50-60KHZ,采用最低抽样频率抽样后按照256级量化，采用二进制编码。计算PCM系统的码元速率。,典型电话信号的抽样频率是8000 Hz。故在采用这类非均匀量化编码器时，典型的数字电话传输比特率为64 kb/s。,例：,单路语音信号的最高频率为4000Hz，抽样频率为奈奎斯特抽样频率，以PCM方式传输。抽样后按照256级量化。设传输信号的波形为矩形脉冲，占空比为1。计算PCM基带信号第一

19、零点带宽。,4.5.3 PCM系统的抗噪声性能分析 PCM系统输出的信号是模拟信号，因此系统的可靠性仍然可用系统输出信噪比来衡量。PCM系统的噪声来自两方面，即量化过程中形成的量化噪声，以及在传输过程中经信道混入的加性高斯白噪声。,因此通常将PCM系统输出端总的信噪比定义为,式中，S0系统输出端信号的平均功率； Nq系统输出端量化噪声的平均功率； Ne系统输出端信道加性噪声的平均功率。,一.量化噪声对系统的影响 PCM系统输出端的量化信号与量化噪声的平均功率比为,对于二进制编码，设其编码位数为l，则上式又可写为,上式表示，PCM系统的输出信号量噪比仅和编码位数l有关，且随l按指数规律增大。另一

20、方面，对于一个频带限制在fH的低通信号，按照抽样定理，要求抽样速率不低于每秒2fH次。对于PCM系统，这相当于要求传输速率至少为2lfH b/s。故要求系统带宽B至少等于lfH Hz。用B表示l代入上式，得到,上式表明，当低通信号最高频率fH给定时，PCM系统的输出信号量噪比随系统的带宽B按指数规律增长。,二.加性噪声对系统的影响 仅考虑信道加性噪声时PCM系统的输出信噪比为,三.PCM系统接收端输出信号的总信噪比,同时考虑量化噪声和信道加性噪声时，PCM系统输出端的总信噪功率比为,在接收端输入大信噪比的条件下,误码率较低时，例如Pe 10-6，PCM系统的输出信噪比主要取决于量化信噪比S0/

21、Nq。 当信道中信噪比较低，即误码率Pe较高时，PCM系统的输出信噪比取决于误码率，且随误码率Pe的提高而下降。,4.6自适应差分脉冲编码调制(ADPCM）,64kb/s的A律或律的对数压扩PCM编码已经在大容量的光纤通信系统和数字微波系统中得到了广泛的应用。但PCM信号占用频带要比模拟通信系统中的一个标准话路带宽大很多倍，这样，对于大容量的长途传输系统，尤其是卫星通信，采用PCM的经济性能很难与模拟通信相比。 ,以较低的速率获得高质量编码，一直是语音编码追求的目标。通常，人们把话路速率低于64kb/s的语音编码方法，称为语音压缩编码技术。,语音压缩编码方法很多，其中，自适应差分脉冲编码调制（

22、ADPCM)是语音压缩中复杂度较低的一种编码方法，它可在32kb/s的比特率上达到64kb/s的PCM数字电话质量。近年来，ADPCM已成为长途传输中一种新型的国际通用的语音编码方法。 ,PCM的缺点: 样值编码需要比特数较多。Rb较高，造成数字化的信号带宽增加。 相邻抽样间表现出很强的相关性，有很大的冗余度。 改进措施：采用DPCM,4.6.1差分脉冲编码调制(DPCM),办法：根据前面的k个样值预测当前时刻的样值。 只对当前样值与预测值之间的差值进行量化编码。 理论基础：利用模拟信号的相关性。抽样后的前后两个样值点有冗余。,DPCM是对“样值与预测值的差值”进行量化编码。,线性预测基本原理

23、： 1、利用前面的几个抽样值的线性组合来预测当前的抽样值，称为线性预测。 2、当前抽样值和预测值之差，称为预测误差。 3、由于相邻抽样值之间的相关性，预测值和抽样值很接近，即误差的取值范围较小。 4、对较小的误差值编码，可以降低比特率。,DPCM系统原理框图, DPCM系统的总量化误差应该定义为输入信号样值xn与解码器输出样值xn之差，即 nq=xn- =(en+ )-( +eqn) =en-eqn 由上式可知，DPCM的总量化误差nq等于量化器的量化误差。,xn,DPCM系统总的量化信噪比可表示为,式中，(So/Nq)q是把差值序列作为信号时量化器的量化信噪比，与PCM系统考虑量化误差时所计

24、算的信噪比相当。Gp可理解为DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益，称为预测增益。对DPCM系统的研究就是围绕着如何使Gp和(S/N)q 这两个参数取最大值而逐步完善起来的。通常Gp约为611 dB。,可见，DPCM系统总的量化信噪比远大于量化器的信噪比。因此, 要求DPCM系统达到与PCM系统相同的信噪比，则可降低对量化器信噪比的要求，即可减小量化级数，从而减少码位数，降低比特率。,4.6.2自适应差分脉冲编码调制(ADPCM) DPCM系统性能的改善是以最佳的预测和量化为前提的。但对语音信号进行预测和量化是复杂的技术问题，这是因为语音信号在较大的动态范围内变化。为了能在相当宽的变化范

25、围内获得最佳的性能，只有在DPCM基础上引入自适应系统。有自适应系统的DPCM称为自适应差分脉冲编码调制，简称ADPCM。,ADPCM的主要特点是用自适应量化取代固定量化，用自适应预测取代固定预测。自适应量化指量化台阶随信号的变化而变化，使量化误差减小；自适应预测指预测器系数可以随信号的统计特性而自适应调整，提高了预测信号的精度，从而得到高预测增益。通过这两点改进，可大大提高输出信噪比和编码动态范围。,如果DPCM的预测增益为6-11dB，自适应预测可使信噪比改善4dB；自适应量化可使信噪比改善4-7dB，则ADPCM比PCM可改善16-21dB，相当于编码位数可以减小3位到4位。因此，在维持

26、相同的语音质量下，ADPCM允许用32kb/s比特率编码，这是标准64kb/s PCM的一半。,.7增量调制,增量调制获得广泛应用的主要原因： (1) 在比特率较低时，增量调制的量化信噪比高于PCM的量化信噪比； (2) 增量调制的抗误码性能好。能工作于误码率为10-2 - 10-3的信道中，而PCM要求误比特率通常为10-4 -10-6； (3)增量调制的编译码器比PCM简单。,一、 简单增量调制（M）,M与PCM虽然都是用二进制代码去表示模拟信号的编码方式。但是，在PCM中，代码表示样值本身的大小，所需码位数较多，从而导致编译码设备复杂；而在M中，它只用一位编码表示相邻样值的相对大小，从而

27、反映出抽样时刻波形的变化趋势，与样值本身的大小无关。 ,发送端：m(t)是一个频带有限的模拟信号 时间轴t被分成许多相等的时间段t； 把代表m(t)幅度的纵轴也分成许多相等的小区间； 模拟信号m(t)可用如图所示的阶梯波形m(t)来逼近。 编码：“1”码表示上升一个台阶 “0”码表示下降一个台阶 m(t)可以用一串二进码序列来表示，从而实现了模/数转换。,接收端： 每收到一个“1”码就使输出上升一个值，每收到一个“0”码就使输出下降一个值，当收到连“1”码时，表示信号连续增长，当收到连“0”码时，表示信号连续下降。这样就可以恢复出与原模拟信号m(t)近似的阶梯波形m(t)，从而实现了数/模转换

28、。,(t),Sp(t),S(t),C(n),0,0,0,1,S(t),由于M是前后两个样值的差值的量化编码, 所以M实际上是最简单的一种DPCM方案，预测值仅用前一个样值来代替， 即当DPCM系统的预测器是一个延迟单元，量化电平取为 2 时，该DPCM系统就是一个简单M系统。,二、 增量调制的过载特性与编码的动态范围 增量调制系统中量化噪声有两种形式，一般量化噪声和过载量化噪声。 当输入模拟信号m(t)斜率陡变时，本地译码器输出信号m(t)跟不上信号m(t)的变化，这时， m(t)与m(t)之间的误差明显增大，引起译码后信号的严重失真， 这种现象叫过载现象，产生的失真称为过载失真，或称过载噪声

29、。,(a) 一般量化误差； (b) 过载量化误差, 设抽样间隔为t（抽样速率为fs=1/t），则一个量阶上的最大斜率K为 K= 它被称为译码器的最大跟踪斜率。显然，当译码器的最大跟踪斜率大于或等于模拟信号m(t)的最大变化斜率时， 即,译码器输出m(t)能够跟上输入信号m(t)的变化，不会发生过载现象，因而不会形成很大的失真。当然，这时m(t)与m(t)之间仍存在一定的误差eq(t)，它局限在-，区间内变化，这种误差称为一般量化误差。 为了不发生过载，必须增大和fs。但增大，一般量化误差也大，由于简单增量调制的量阶是固定的，因此很难同时满足两方面的要求。,-不过载失真条件,不过，提高fs对减小

30、一般量化误差和减小过载噪声都有利。 实际中增量调制采用的抽样频率fs值比PCM和DPCM的抽样频率值都大很多；对于语音信号而言，增量调制采用的抽样频率在几十千赫到百余千赫。,设输入模拟信号为m(t)=A sinkt，其斜率为 =Akcoskt 可见，斜率的最大值为Ak。 为了保证不发生过载，要求信号的最大斜率不超过译码器的最大跟踪斜率。现在信号的最大斜率为Ak, 所以要求,AKfS,不过载且信号幅度又是最大值的条件为： 能正常开始编码的最小信号振幅： 系统编码的动态范围可以定义为： 以 正弦波值为标准，上式就变为：,由上表可见，简单增量调制的编码动态范围较小，在低传码率时，不符合话音信号要求。

31、通常，话音信号动态范围要求为 40-50dB。因此，实用中的M常用它的改进型，如增量总和调制、 数字压扩自适应增量调制等。,三、增量调制系统的量化信噪比 量化误差有两种，即一般量化误差和过载量化误差，这里仅考虑一般量化噪声。 系统最大的量化信噪比为,用分贝表示为,上式表明： （1） 简单M的信噪比与抽样速率fs成立方关系，即fs每提高一倍，量化信噪比提高 9dB。因此，M系统的抽样速率至少要在16kHz以上，才能使量化信噪比达到15dB以上，而抽样速率在32kHz时，量化信噪比约为26 dB，只能满足一般通信质量的要求。 ,（2） 量化信噪比与信号频率fk的平方成反比，即fk每提高一倍，量化信

32、噪比下降6dB。因此，简单M时语音高频段的量化信噪比下降。 ,四、PCM和M的性能比较 PCM和M都是模拟信号数字化的基本方法。但应注意，PCM是对样值本身编码，M是对相邻样值的差值的极性（符号）编码。这是M与PCM的本质区别。,1. 抽样速率 PCM系统中的抽样速率fs是根据抽样定理来确定的。若信号的最高频率为fH，则fs2fH。对语音信号，取fs=8kHz。 M系统中其抽样速率fs不能根据抽样定理来确定, M的抽样速率与最大跟踪斜率和信噪比有关。在保证不发生过载，达到与PCM系统相同的信噪比时，M的抽样速率远远高于奈奎斯特速率。 ,2. 带宽 M系统在每一次抽样时，只传送一位代码，因此,M

33、系统的数码率为RB=fs，要求的最小带宽为BM= fs/2,实际应用时BM=fs 而PCM系统的数码率为RB=lfs。要求的最小带宽为BPCM=lfs/2,在同样的语音质量要求下，PCM系统的数码率为64kB，因而要求最小信道带宽为32kHz。而采用M系统时，抽样速率至少为100 kHz，则最小带宽为50kHz。通常，M速率采用32kHz或16kHz时，语音质量不如PCM。 ,比较两者曲线可看出，若PCM系统的编码位数 l4（码率较低）时，M的量化信噪比高于PCM系统。,3. 量化信噪比,4. 信道误码的影响 在M系统中，每一个误码代表造成一个量阶的误差，所以它对误码不太敏感。故对误码率的要求较低，一般在10-