集成电路测试技术

1、第二章 p-n结二极管,什么是p-n结 ? p-n结中的空间电荷层、势垒高度和势垒厚度 非平衡的p-n结 p-n结的耗尽层电容 p-n结的直流特性 p-n结的交流小信号特性和扩散电容 p-n结的开关特性 p-n结的击穿特性 附 Schottky二极管和欧姆接触, p-n 结中的电荷和电场（热平衡情况） * 空间电荷层 空间电荷的产生？ 空间电荷密度的分布为 (x) = q ( p n + ND NA ) q ( ND NA ) . * 内建电场 E(x) d2/dx2 = - (x) /, E(x) = - d/ dx ； 内建电场的分布决定于掺杂 浓度的分布. 最大电场Em在冶金界面处。,n

2、,p, , ,电场 E,Em,电子能量,Ei,x,0,-xP,W,qVbi,EF,xn,突变p-n结的内建电场、内建电势和空间电荷层宽度,在空间电荷区, 采用耗尽层近似有 d2/dx2 = - (x) / - q ( ND NA ) /, 对 xP x 0, d2/dx2 = q NA / , 对 0 x xn , d2/dx2 = - q ND / ; 利用耗尽层边界和外面电场为0的条件, 得到耗尽层内的电场分布为 E(x) = - d/dx = q NA ( x + xP ) /, ( xP x 0), E(x) = - d/dx = q ND ( x - xn ) /, ( 0 x xn

3、 ); 则最大电场出现在 x = 0 处 : Em = ( q NA xP ) /= ( q ND xn ) /. 由E(x)可求出内建电势为 Vbi = q NA (xP )2 / 2+ q ND (xn)2 / 2= Em W / 2 ., 突变p-n 结中的内建电势和耗尽层宽度 （热平衡情况） * 内建电势 Vbi 势垒高度 q Vbi : 电场分布E(x)曲线下的面积就是内建电势 Vbi = - E(x) dx = Em W / 2 . * 耗尽层宽度 W 势垒宽度 : W = xn + xP = 2( NA + ND ) Vbi / ( q ND NA ) 1/2 . 势垒宽度W 与

4、势垒高度 q Vbi 直接有关 . p-n结的势垒高度和势垒宽度都由其中的电场分布来决定 ; 势垒高度增加, 势垒宽度也相应增厚 .,-xP,xn,由于 ， ，故得,Vbi 与掺杂浓度、温度及半导体的种类有关。在通常的掺杂范围和室温下，硅的 Vbi 约为 0.75V，锗的 Vbi 约为 0.35V。,突变p-n 结中的内建电势, p-n 结的能带图（热平衡情况）,W,E,ND-NA,ND-NA,E,线性缓变p-n结,突变p-n结,例1对硅突变p-n结, 已知NA = 1018 cm-3, ND = 1015 cm-3. 求出300K时的内建电势.,解:因为 ni2 = pP0nP0 = NA

5、nn0 exp( - qVbi / kT ) = NA ND exp(-qVbi / kT) , 则 Vbi = (kT/q) ln( NA ND / ni2 ) = 0.0259ln10181015 /(1.45 1010 )2 = 0.755 V.,例2对硅单边突变p-n结, 已知NA = 1019 cm-3, ND = 1016 cm-3. 求出300K时的耗尽层宽度和0偏下的最大电场.,解: 因为 Vbi = 0.0259 ln10191016 /(1.45 1010 )2 = 0.874 V, 则 W = 2 Vbi / q ND 1/2 = 2128.8510-12F/m0.874

6、V/1.610-19C 1016 m-3 1/2 = 3.37 10-5 cm = 0.337 m; Em = q ND W / = 5.4 104 V/cm .,2.2 非平衡状态下的 p-n 结及势垒电容 * 加正向电压VF 时: 势垒高度由 q Vbi 降低到 q ( Vbi VF ) ; 势垒宽度也相应减薄. * 加反向电压VR 时: 势垒高度由 q Vbi 升高到 q ( Vbi + VR ) ; 势垒宽度也相应增厚. 凡是与( Vbi ) 有关的量, 只要把其中的( Vbi )改换成( Vbi V )后, 就可把热平衡下的关系推广到非平衡态.,q(Vbi-VF),q VF,q(Vb

7、i+VR),q VR,( 正向偏置 ),( 反向偏置 ),1. 势垒电容的定义 当外加电压有 ( - V ) 的变化时，势垒区宽度发生变化 ，使势垒区中的空间电荷也发生相应的 Q 的变化。,P区,N区,PN 结势垒微分电容 CT 的定义为,简称为 势垒电容。,（2-126）,2. 突变结的势垒电容,根据势垒电容的定义，,对于 P+N 单边突变结，,对于 PN+ 单边突变结，,可见，CT 也是取决于低掺杂一侧的杂质浓度。,PN 结的 小信号交流导纳 为,在 的情况下，由近似公式 ，得,其中，,，就是 PN 结的 扩散电容,由上式可见，CD 与正向直流偏流成正比，即,，为 PN 结的 直流增量电导

8、,2.4 PN 结的交流小信号特性与扩散电容,对于 P+N 单边突变结， 可见 CD也是取决于低掺杂一侧的杂质浓度。,N 区：（同时产生）,扩散电容的物理意义,P 区：（同时产生 ）,P区,N区,势垒电容与扩散电容的比较,势垒区中电离杂质电荷随外加电压的变化率； 正负电荷在空间上是分离的； 与直流偏压成幂函数关系； 正偏反偏下均存在，可作电容器使用； 要使 CT， 应使 A，xd （N , 反偏）。,中性区中非平衡载流子电荷随外加电压的变化率； 正负电荷在空间上是重叠的； 与直流电流成线性关系，与直流偏压成指数关系； 只存在于正偏下； 要使 CD，应使 IF（A， 正偏）， 。, 注入的少数载

9、流子：浓度分布和扩散电流 ,( 正向偏置 ),( 反向偏置 ),p,p,n,n,+,-,-,+,Jn,JP,nP,pn,pn,nP,Jn,JP,JP,JP,Jn,Jn,电流密度,电流密度,浓度分布,浓度分布,J,J,pn0,pn0,nP0,nP0,2.3.2 p-n结的直流特性 * 理想p-n结的I-V特性 “理想”: 非简并半导体; 小注入; 耗尽层近似; 势垒区无复合中心影响. 电流与电压有整流特性关系 : (纯粹是少数载流子扩散的电流！) J JP + Jn JS exp( qV / kT ) 1 反向饱和电流密度 JS =(q DP pn0 / LP) + (q Dn nP0 / Ln

10、) = q (DP / LP ND) + (Dn / Ln NA ) ni2 ni2 .,通过理想p-n结的电流, 无论是正向电流, 还是反向电流, 都是少数载流子的扩散电流 ; 是注入的少数载流子在中性区扩散形成的电流, 有效范围是少数载流子的扩散长度大小.,1.影响pn结电流电压特性偏离理想方程的各种因素,偏离情况： 反向电流较大且不饱和； 正向电流较小时，实际电流大于理论值。 (a)段 正向电流较大时，实际值比理论值小，有Jexp(qV/2k0T)的关系 (c)段 在更大的电流时，电流电压不再是指数关系，而是线性关系。 (d)段,2.3.2 实际p-n结的I-V特性,当 V = 0 时，

11、Jgr = 0,当 V kT/q 时，,当 V kT/q 时，,a.势垒区产生复合电流,复合电流,产生电流,正偏,反偏,2、实际pn结中势垒区产生-复合电流,当外加正向电压且 V kT/q 时，,当 V 比较小时，以 Jr 为主； 当 V 比较大时，以 Jd 为主。,对于硅 PN 结，当 V 0.45V 时，以 Jd 为主。,b、扩散电流与势垒区产生复合电流的比较( P+N 结为例),实际pn结中电流小结,通过p-n结的三种电流成分 (不考虑p-n结电容的效应): 少数载流子的扩散电流 I扩散 = IS exp ( q V / kT ) 1 , IS = (q A DP pn0 / LP) +

12、 (q A Dn nP0 / Ln) = q A (DP / LP ND) + (Dn / Ln NA ) ni2. 势垒区中的复合电流 (在低的正向电压时重要) I复合 = ( q A ni W / 2r )exp ( q V / 2kT ). 势垒区中的产生电流 (在反向电压时重要) I产生 = ( q A ni W / g ).,大注入效应: -大注入是指正偏工作时注入载注子密度等于或高于平衡态多子密度的工作状态。 A.大注入时边界处的少子浓度: 大注入时有 pn(xn) nn ,nP(-xP) pP , 代入到 pn = ni2 exp ( q V / kT ) 中, 得到大注入时的边

13、界条件为: pn(xn) = ni exp (qV / 2kT), nP(-xP) = ni exp (qV / 2kT) . 与电压的关系变小 ( 由kT2 kT ) ; B.大注入自建电场: 使少子扩散系数加倍; 用2D代替D; 用ni exp(qV / 2kT ) 代替 pn0 exp(qV / kT) 或 nP0 exp(qV / kT). 得到大注入时的电流 exp(qV / 2kT ) , 即在大电流下电流随电压增加的速率减小. C.串联电阻压降IR: 使势垒上的电压实际降低为(V-IR), 这在电流很大时影响十分显著.,2.3.4 大注入时p-n结的I-V特性,这相当于空穴电流仍

14、只由扩散电流构成，但扩散系数扩大了一倍。这个现象称为 Webster 效应。,大注入条件下的 PN 结电流,将大注入自建电场代入空穴电流密度方程，得,由此可见，当发生大注入时，PN 结的电流电压关系为,这时，PN 结的 lnI V 特性曲线的斜率，将会从 小注入时的 ( q/kT ) 过渡到 大注入时的 ( q/2kT ) 。,* 理想p-n结的小信号等效电路 耗尽层电容 CJ = A/ W . 扩散电容 CD = A (q / kT) (q LP pn0 / 2 ) + (q Ln nP0 / 2 ) exp(qV0/kT) . 扩散电导 GD = A (q / kT) (q DP pn0

15、/ LP ) +(qDn nP0/ Ln ) exp(qV0/kT) .,GD,CD,CJ,V,I,2.5 p-n结的开关特性 * 开态 注入非平衡少数载流子 等量的过剩电子电荷和过剩空穴电荷的存储: 注入电流 IF 越大, 少子寿命越长, 存储的电荷也就越多. * 瞬变过程 开启过程较快, 则开关时间主要决定于从开态到关态的过程: 反向电流恒定阶段 (存储时间ts的过程): 处于反向低阻状态; 存储电荷通过反向 抽取和自身复合而减少;存储时间为 ts = P ln ( 1 + IF / IR ) . 反向电流衰减阶段(下降时间tf的过程): 已进入反向高阻状态;是p-n结上反向 偏压逐渐上升

16、、势垒电容充电的过程; 可有 tf (P + R CJ ) .,ts,tf,IF,- IR,t,I,曲线 1 4 为存储过程，即 ts 期间，,这期间 Ir 变化不大。,E1,-E2,I,0,ts,* 提高开关速度的措施 减短少数载流子寿命 (引入Au等复合中心杂质 或缺陷); 减短基区的长度 (等效于使P); 在线路上, 使 IF 小 (存储电荷少), 使IR大 (存储电荷消失快); 彻底避免电荷存储 (如采用多数载流子工作的 金属-半导体接触的二极管).,t = 0,t = ts,x,pn(x),p-n结的关断过程 ( 少子存储电荷的衰减过程 ),t = tf,2.6 PN 结的击穿,雪崩

17、倍增 隧道效应 热击穿,击穿现象,击穿机理：,电击穿,* 两种击穿机理 隧道击穿 ( Zener击穿 ): 是量子隧穿效应; 击穿电压主要与势垒区的电场、掺杂浓度、势垒高度和势垒厚度有关. 雪崩击穿: 是热载流子碰撞电离、倍增的效应; 击穿电压主要由载流 子从电场所获得的能量来决定. 击穿效应的利用: 例如 稳压二极管, 反向二极管, IMPATTD, APD .,( 隧穿效应 ),( 雪崩倍增 ), 两种击穿机理的比较 ,隧道击穿 击穿电压主要决定于势垒区的 电场; 击穿电压与外激发 (使势垒区载 流子数目增加) 关系不大; 击穿电压为负温度系数 (温度时, Eg, 击穿电压); 击穿电压很

18、低 (一般是 4V).,雪崩击穿 击穿电压主要决定于热载流子所获 得的能量(与势垒区的电场和宽度 有关); 击穿电压与外激发关系很大; 击穿电压为正温度系数 (温度时, 晶格散射使载流子损失的能量); 击穿电压可以很高 (一般是 6V ).,附 Schottky势垒,金 属,金 属,qs,q,qm,qVbi,qn,金 属,qVbi,qn,q,qm,理想的M-S接触 (热平衡),实际的M-S接触 (热平衡),qo,第三章 双极型晶体管（BJT）,基本工作原理 直流特性 双极型晶体管模型 频率特性 功率特性 开关特性 异质结双极型晶体管 晶闸管,3.1 双极结型晶体管工作原理,PN 结正向电流的来

19、源是多子，所以正向电流很大；反向电流的来源是少子，所以反向电流很小。 如果给反偏 PN 结提供大量少子，就能使反向电流提高。给反偏 PN 结提供少子的方法之一是在其附近制作一个正偏 PN 结，使正偏 PN 结注入的少子来不及复合就被反偏 PN 结收集而形成很大的反向电流。 反向电流的大小取决于正偏 PN 结偏压的大小。 通过改变正偏 PN 结的偏压来控制其附近反偏 PN 结的电流的方法称为 双极晶体管效应. 由此发明的双极结型晶体管获得了诺贝尔物理奖。,* 基本结构 * 构成: 由2个p-n结(集电结、发射结)背靠背组成, 形成 n-p-n 或 p-n-p 三层结 构(三个区：发射区-基区-集

20、电区，三个电极：发射极-基极-集电极). 放大工作时: 发射结正偏 (则发射结电阻re很小 ); 集电结反偏 (则集电结 电阻rC 很大 ). 制造: Si晶体管常采用平面工艺 (外延, 氧化, 光刻, 扩散, ).,低阻衬底,外延层(集电区),E,B,B,C,(基区),(发射区),n+,p,n,E,C,B,B,C,E,VBE,+,+,VBC,RL,IC,IE,IB,qVBE,qVBC,C,B,E,要点： re RL rc ； 基区宽度少子扩散长度； IC IE ，输出IC RL很大放大。,RL,3.1.2 晶体管的放大作用,一个理想的BJT的能带图.,三个区的杂质浓度分布，发射区最重的掺杂，

21、基极掺杂浓度小于发射区，大于集电结。,放大模式,发射结正偏，集电结反偏情况下的能带图。,3.2.1 晶体管的放大情况,晶体管放大电路有两种基本类型：共基极接法 与 共发射极接法。,B,E,C,B,P,N,P,NE,NB,NC,IE,IB,IC,E,C,B,N,P,IE,IB,P,E,NE,NB,NC,IC,以 PNP 管为例。忽略势垒区产生复合电流， 处于放大状态的晶体管内部的各电流成分如下图所示，,从 IE 到 IC ，发生了两部分亏损：InE 与 Inr 。,要减小 InE ，就应使 NE NB ；,要减小 Inr ，就应使 WB LB 。, BJT中的电流成分： (设发射结耗尽层中的复合

22、电流为IE R） IE = IE n + IE p + IE R ， IC = IC n + ICBO ， IB = IE p + IE R +（IE n ICn） ICBO， IE = IC + IB 。 电流增益： 共基极(输出直流短路)电流增益 0 hFB = IC n / IE = T ， 注射效率 IE n / IE ， 输运系数T IC n / IE n ； 则 IC = 0 IE + ICBO . 共发射极(直流短路)电流增益 0 hFE = IC /IB =0 / (10 ) ， ICEO = ICBO /(10 ) = (1 + 0 ) ICBO , 则 IC = 0 IB

23、+ ICEO.,3.2.2 均匀基区晶体管中载流子浓度分布,（1）基区必须很薄，即 WB LB 。可利用 基区输运系数对其进行定量分析；,要使晶体管区别于两个反向串联的二极管而具有放大作用，晶体管在结构上必须满足下面两个基本条件：,（2）发射区杂质总量远大于基区杂质总量，当 WE 与 WB 接近时，即要求 NE NB 。可利用 发射结注入效率 对其进行定量分析。,本节的讨论以 PNP 管为例。,载流子分布 Carrier distribution,3.2.2 理想BJT中载流子浓度的分布： * 中性基区(0W)中电子的分布: np(x) = np0 + nP0 (expqVBE/kT1)sin

24、h(W-x)/Ln / sinh(W/Ln) + nP0 (expqVBC/kT1)sinh(x/Ln) / sinh(W/Ln) , 在WkT/q的有源放大区, 可简化为 np(x) np0 + nP0 expqVBE / kT ( 1 - x / W ) = np0 + nP(0) ( 1 - x / W ) , 这时基区少子浓度的分布由发射结处的最大值nP(0)而线性下降到集电结边缘处的0. * 同样, 可求出E区和C区中的少子分布pE (x)和pC (x)与电压的关系.,3.2.3 理想(均匀基区)BJT的电流电压关系,电流,一、理想BJT中载流子浓度的分布： * 中性基区(0W)中电

25、子的分布: 在WLn时近似为线性分布: np(x) np0 + nP0 ( exp q VBE / k T 1 ) ( 1 - x / W ) + nP0 ( exp q VBC / k T 1 ) ( x / W ) ; * E区和C区中的少子分布pE (x)和pC (x)与电压的关系.,二、理想BJT的电流,pnp结: 基区内电子浓度分布：,理想BJT：假定发射区、基区和集电区都是均匀掺杂，小注入，耗尽区内无产生-复合电流，器件中不存在串联电阻。,x,0,-XE,W,XC,集电极电流：,发射极电流：,考虑薄基区，WB LB ，可得：,E区和C区中的少子分布pE (x)和pC (x)：,注入

26、发射区和集电区的空穴电流,注入发射区和集电区的空穴电流分别为：,三、电流基本方程,npn管所有工作状态普遍适合的方程： (规定注入晶体管的电流为正),a i j参数: a 11 = - q A ( Dn / NBW ) + ( DPE / NELE ) ni2 ; a 12 - q A ( Dn / NBW ) ni2 ; a 21 = a 12 ; a 22 = - q A ( Dn / NBW ) + ( DPC / NCLC ) ni2 .,小结 理想BJT的电流电压关系： * 根据 np (x) , 即可求得扩散流过E结的电子电流 IE n 以及扩散流过C结的 电子电流 IC n分别与

27、电压的关系; 并且在一定电压下, 窄基区晶体管的 电流为常数 (因为这时少子浓度的梯度等于常数). *由pE (x)和pC (x) ,可得到注入E区和C区的空穴电流IEP和ICP与电压的关系. * 输入和输出伏安特性为 ( a i j 为与材料和结构有关的参数 ) : IE = IE n + IE p = a11exp(qVBE/kT) - 1 + a12exp(qVBC/kT) - 1, IC = IC n + IC p = a21exp(qVBE/kT) -1 + a22exp(qVBC/kT) - 1, IB = IE - IC = (a11-a21)exp(qVBE/kT) - 1 +

28、 (a12-a22)exp(qVBC/kT) - 1, * 可求得电流增益o 和o 与材料和结构参数之间的关系.,3.2.4 BJT的放大工作状态的分析 一、四种工作状态 放大状态 E结正偏, C结反偏. 截止状态 E结反偏 (或0偏), C结反偏; 2个结流过的是反向 电流 ( IB = ICBO + IEBO ); 为大电压、小电流的状态. 饱和状态 E结正偏, C结正偏 (或0偏); 为低电压、 大电流的状态, IC基本上不随输入电流IB而变化 ( IC VCC / RL ). 反向放大状态 E结反偏, C结正偏. 即把器件反向使用, C结的注射 效率通常很低.,定义：基区中到达集电结的

29、少子电流 与 从发射区注入基区的少子形成的电流之比， 称为 基区输运系数，记为 。对于 PNP 管，为,由于少子空穴在基区的复合，使 JpC JpE ， 。,3、基区输运系数,对于npn管，基区输运系数：,( x 很小时),式中， 即代表了少子在基区中的复合引起的电流亏损所占的比例。要减少亏损，应使 WB，LB。,4. 发射结注入效率,定义：从发射区注入基区的少子形成的电流 与 总的发射极电流之比，称为 注入效率（发射效率），记为 。对于 PNP 管，为,发射结的注射效率：,当 WB LB 及 WE LE 时，,为提高 ，应使 NE NB ，即（NB /NE） 1 ，则上式可近似写为,小结 理

30、想BJT放大状态的性能分析 ( VBE 0, VBC 0 ) IE a11exp(qVBE/kT) -1 + a12 , IC a21exp(qVBE/kT) -1 + a22 ; IC = (a21/a11) IE + a22 - (a21 a12 / a11) 0 IE + ICBO , 则 0 = (a21/a11)1 / 1+ (E W/BLpE) 1- (W2 / 2LnB2), = 1 / 1+ (E W /B LpE ), T = 1 (W2 / 2LnB2) ; 对于浅发射结 ( WE LpE ) 有: = 1/ 1+ (E W /B WE ), 1/0 =(1 /0 ) -

31、1 (E W /B WE ) + ( W2 / 2 LnB2 ) .,例1 对理想的p-n-p晶体管, 若各个区的掺杂浓度分别是1019 cm-3, 1017 cm-3 和51015 cm-3; 又已知 DN = 1 cm2/ V-s, DP = 10 cm2/ V-s, LEN = 1.0 m, LP = 10 m, W = 0.5 m . 计算共基极电流增益.,解: 因为 1 + (DN/DP) (W/LEN) (NB/NE) -1 = 0.9995, T 1 W2/2LP2 = 0.9987, 所以 0 = T = 0.9982 .,提高BJT直流电流增益的一般考虑： 一般原则 提高注射

32、效率（增大发射结的正向电流,减小发射结的 反向注入电流,减小发射结耗尽层中的复合电流); 提高输运系数 (减小基区的体内和表面复合电流) . 一般技术 提高E区掺杂浓度,降低B区掺杂浓度; 减小发射结耗尽层中的缺陷和复合中心杂质; 发射区的长度(E结深)需要 LPE ; 减小基区宽度; 增大基区中载流子的寿命和迁移率,使扩散长度增大; 减小发射结和基区表面的复合电流 .,一、发射区重掺杂的影响,重掺杂效应：当发射区掺杂浓度 NE 太高时，不但不能提高注入效率 ，反而会使其下降，从而使 和 下降。,原因：发射区禁带宽度变窄 与 发射区俄歇复合增强 。,1、发射区重掺杂效应,3.2.5 影响BJT

33、直流放大系数的因素,二、非理想BJT小电流增益下降的主要原因 Sha效应 发射结势垒区的复合电流 IE r 使注射效率降低: 因为E结复合电流 IER exp qVBE /2kT, 而 IC exp qVBE / kT , 则当VBE 很小时, IER在IB中将占主要成分; 于是有 0 exp 1- (1/2)qVBE / kT. 故在IC很小时, E结中的复合将使0下降 Sah效应. 基区的表面复合电流 ISR 基区表面复合项为 ISR / IE n Aeff s W / (A Dn) , 则输运系数为 T = 1 (基区体内复合项) (基区表面复合项) = 1 W2/ 2Ln2 Aeff

34、s W / (A Dn) . 在小电流时, 表面复合的影响比较重要.,3.3.2 非理想BJT的一些重要效应 (1) 基区扩展电阻效应 * 基区扩展电阻 是在发射区的正下方、与结面平行的电阻(二个2rbb的并联),因为IB在 发射区下方是不均匀的(在流向发射极中央时不断减小),故为扩展电阻. 总的基极电阻rb是二个 ( 2rbb + RDB ) 的并联, RDB是欧姆电阻. 扩展电阻上的横向电压为 Vbb = rbb IB . * 减小基极电阻rb的途径 减小E-B间距 ; 提高基区掺杂浓度; 减小基极欧姆接触电阻.,(2)非理想BJT的发射极电流集边效应 : * 发射极电流集边效应 (基极电

35、阻自偏压效应) 现象：在大电流时, 横向电压Vbb将明显改变各点的电压VEB E极注入 电流密度从边缘至中央指数下降 ( IE = I0 exp(qVBE/kT ), 当VEB 减小kT/q 时, IE 降为IE /e ) 在Vbb kT/q 时, IE 将集中在发射结边缘附近 电流 集边效应(基极电阻引起的横向电压所致), 使得发射极有效宽度减小 (存 在发射极有效条宽). 影响：发射结边缘处电流密度易产生基区电导调制效应和基区展宽 效应, 同时使发射结的有效利用面积晶体管最大电流容量取决于发射极周长存在发射极单位周长电流容量, 极大地影响晶体管的功率特性. * 降低电流集边效应的方法 限制

36、电流 (因为大电流时容易产生集边效应); 基区掺杂NB不能太低; 采用高的发射极周长/面积比的结构(梳状结构有很高的周长/面积比).,(3)非理想BJT的Early效应 (基区宽度调制效应) : * 现象 在放大态, VCB变化 C结宽度变化 基区宽度W变化 Early效应. 该效应将使增益变化和输出电阻降低. * Early电压 因为 IC IEn , 则有 = - Ic pp(W) - Ic / VA , 其中VA称为Early电压: VA = Pp(x) dx = QB / Cjc , 基区多子电荷总量QB = qA pp(x) dx , = Cjc (C结小信号电容),1,pp(x)

37、dx,W,VBC, pp(W) W/VBC ,W,0,W,0,dQB,dVBC, IC,VBC,0,W,* Early电压VA 的图解确定 因VA与VCB近似无关, 故VA常取VCB= 0 时的值; 再根据 = ， 即可由共发射极 输出特性曲线来 确定 VA .,d IC,dVBC,IC,VA,0,-VA,VCE,IE = 0,IE 0, VBC = 0,IC,VCE,IC,IC,(4) 非理想BJT的Kirk效应 (基区展宽效应) * 现象: 在大电流时,基区发生展宽的现象即为Kirk效应. * 影响: 基区存储少子电荷增加; 0下降; 频率特性变差. 严重 影响晶体管的高频功率特性. *

38、改进方法: 保证 “集电极电流密度 临界电流密度 Jco q vs NC ”. 提高C区掺杂浓度; 减小C区厚度; 设定集电极最大允许工作电流.,B (p),C (n),势垒区,x,E,？,(5) 非理想BJT的Webster效应(基区电导调制效应) : * 现象: 当VBE 较大、大注入电子时 基区中也有大量的空穴积累 (并维 持与电子相同的浓度梯度), 这相当于增加了基区的掺杂浓度, 使基区电阻 率下降 基区电导调制效应 注射效率降低, 0下降 Webster效应. * 电阻率的变化: 若原来p型基区的电阻率为 0 (q p NB)-1 , 大注入时, pP = NB + p = NB +

39、 n , 则电阻率变为 = q p ( NB + n ) - 1 = 0 NB / ( NB + n ) . 可见: 大注入可使电阻率大大降低, 而且注入越大, 降低得越多. 这对大电 流状态下工作的均匀基区晶体管的影响特别严重 (是引起大电流0下降 的主要原因)., 0 IC 的关系曲线: 小电流时, 0 随 IC 的增大而上升( 0 IC ( 1 - 1/m ) ) ; 中等电流时, 0 与 IC 无关; 大电流时, 0 随 IC 的增大而下降 ( 0 1/ IC , Webster效应+Kirk效应). 注: 均匀基区的合金管容 易发生Webster效应; 而缓变基区的平面管 容易发生K

40、irk效应.,IC,0,E结复合 等电流,大注入,3.3.3 非理想BJT的击穿效应 (击穿电压BV) : * 击穿电压 是集电极反向电流急剧增加时的反向VCB 或 VCE值. 大多为雪崩击穿. 通常需要定义和测量下列击穿电压： BVCBO：发射极开路，集电极基极击穿电压 BVEBO：集电极开路，发射极基极击穿电压,BVCEo ：基极开路时，C-E之间的击穿电压.,由于内部产生机构不同，BJT的击穿电压按以下两种情况分别讨论。 1.BJT的两个PN结中，一个结反偏，另一个PN结处于不同状态时的雪崩击穿或隧道击穿。 2.基区穿通。在未出现雪崩击穿或隧道击穿条件下，集电结或发射结上反偏电压增加到一

41、定数值时，由于空间电荷区的展宽，导致发射结和集电结在基区穿通 .习惯上将此时的外加电压称为击穿电压。 * 击穿特性 有硬击穿、软击穿，甚至有负阻型的击穿.,非理想BJT的穿通效应 (穿通电压VPT) :,中性区被耗尽，,能带图显示穿通状态,* 基区穿通电压 是基区宽度减小到0时的VCB值. 因基区穿通后,发射结即变为反偏而 引起雪崩击穿,则晶体管的耐压受到此穿通电压的限制: BVCBo = BVEBo + VPT = BVCEo . 在基区宽度小和掺杂低时,容易发生穿通而非雪崩击穿. 对均匀基区晶体管有: VPT ( q / 2) ( NB / NC ) ( NB + NC ) WB2 . *

42、 外延层穿通电压 是双扩散外延平面晶体管中发生外延层穿通时的VCB电压.一旦穿通后, 与低阻衬底构成的 p+ - n+ 结随即发生击穿. 为了防止外延层穿通,外延层的厚度应该足够大.,例：试确定集掺杂浓度和集电区宽度，以满足穿通电压的要求。,有一均匀掺杂的硅双极晶体管，基区宽度为0.5m，NB1016cm-3,穿通电压期望值为25V。,共基极情况,正向有源模式(Active mode)是 BEJ 正偏，CBJ 反偏。,饱和发生在BEJ 正偏， CBJ 正偏。,当IE=0, 器件工作在截止状态, IC 是集电结的反向漏电流.,3.3.4 晶体管的输出特性,共发射极,饱和状态发生在发射结和集电结均

43、正偏的情况下。,正向有源模式对于线性放大器中是最有用的。,饱和模式和截止模式对于开关器件中最有用的。,当 VBC = 0 时，,在放大区，VBC 0 ，且当 时，,ICBO 代表发射极开路 ( IE = 0 )、集电结反偏 ( VBC 0 ) 时的集电极电流，称为共基极反向截止电流。,式中，,当 VBC = 0，或 VBE = VCE 时，,在放大区，VBC 0 ，或 VBE VCE ，,ICEO 代表基极开路 ( IB = 0 ) 、集电结反偏 ( VBC 0 ) 时从发射极穿透到集电极的电流，称为共发射极反向截止电流，或共发射极穿透电流。,BJT的输入直流特性曲线：,VCB =5V,IE,

44、VBE,0,VCB =1V,0.8V,VBE,IB,0,ICBO,VCE =0,VCE =5V,0.7V,共基极输入特性,共发射极输入特性,在VCB一定时, 有指数规律, 类似正向p-n结的特性; 与单个p-n结不同的是, VCB对IE VBE关系有影响 (Early效应).,VCE = 0时: 相当于2个正向pn结并联, 类似pn结的特性; 而且这时2个p-n结上的偏压均为0, 晶体管中无电流, 故 IB = 0 . VCE增大时: 因Early效应而基区宽度, 使基区少子的复合电流减小, 则IB; 若VBE = 0, 但，VCB 0, 故 IB = - ICBO ., BJT的输出直流特性

45、曲线：,0,VCB,IC,IE= 0,IE,ICBO,BVCBO,VCE,IC,IB,ICEO,BVCEO,0,IB= 0,共基极输出特性,共发射极输出特性, IE = 0 (发射极开路) 时, 即为集电结的反向特性, 则IC = ICBO IE 增加时, IC = O IE IE ; IE 一定时, IC基本恒定, 不随VCB变化; VBc降低为正时, C结收集能力下降, IC迅速减小., IB = 0 (基极开路) 时: IC = ICEO = (1+0) ICBO ICBO IB增加, IC = 0 IB 增大. VCE增大时, 由于Early效应, 使0增大, 则特性曲线是倾斜的. 当

46、VCE降低到C结为正时, C结收集能力下降, IC即迅速减小.,一、正向有源区 (VBE0, VBC0),电路模型,二、反向有源区 (VBE0),IE: 电子从集电极注射到基极,被发射极收集,IB: 空穴从基区注射到集电区，在集电区中与电子复合,三、截止区 (VBE0),IE: E区的空穴注射到B区.,IC: C区的空穴注射到B区。,这里有少量的漏电流(10-12A),四、饱和区 (VBE0,VBC0),IC,IE:平衡下，电子由C区到B区和E区到B区的电流。,IB:空穴注射到E/C, 分别与 E/C中发生复合,基极电流变化时，集 电极电流没有变化.,3.4 BJT的频率特性,当晶体管对高频信

47、号进行放大时，首先用被称为 “偏置” 或 “工作点” 的直流电压或直流电流使晶体管工作在放大区，然后 把欲放大的高频信号叠加在输入端的直流偏置上。,当 信号电压的振幅远小于 ( kT/q ) 时，称为 小信号。这时晶体管内与信号有关的各电压、电流和电荷量，都由直流偏置和高频小信号两部分组成，其高频小信号的振幅都远小于相应的直流偏置。各高频小信号电量之间近似地成 线性关系。,跨导：代表集电极电流受发射结电压变化的影响，也称晶体管的 转移电导 。,根据发射极增量电阻 re 的表达式，gm 与 re 之间的关系为,由直流电流电压方程，当集电结反偏时，跨导可表为 ：,3.4.1 BJT的小信号交流等效

48、电路:,输入电导： gBE = IB / VBE = (IC /0) / VBE = gm / 0 .,共基极交流输出短路电流 放大倍数：,电流增益,f,f,f,fT,0,0 = 1,3dB,3dB,共发射极交流输出短路电流 放大倍数：,电流增益的数值常用分贝 （dB）表示，即,1.共发射极输出端交流短路时高频小信号电流放大倍数：,VBE,gmVBE,E,E,C,B,1/gBE,CE,C,rB,iB , iC,B,高频 等效电路, = gBE /(CE+C) , C= (1+ rC gm ) Cjc .,3.4.2 BJT的频率参数: 共发射极截止频率f f = /2= (1/2)F + (k

49、T/qIC) (CjE + Cjc ) +C Cjc -1 . 共基极截止频率f 可由f来求得: f = (0 +1) f. 特征频率fT 为= 1 时的频率. fT 0 f=(0 /2)F + (kT/qIC) (CjE + Cjc) +C Cjc -1 . 在 f f 时有 f = 0 f= fT . 最高振荡频率fm fm = fT / 8(rB+fT L)Cjc fT 8rB fT Cjc -1/2 . 在 f fT 时有 f Gp1/2 = fm , 故也称fm为功率增益-带宽乘积.,称为 信号延迟时间，代表信号从发射极到集电极总的有效渡越时间，则 可写为,令,定义：当 下降到 时的

50、角频率和频率分别称为 的截止角频率 和 截止频率，记为 和 ，即,共发射极高频小信号短路电流放大系数及其截止频率,的截止角频率 和 截止频率，记为 和 ，即,定义：当 下降到 时的角频率和频率分别称为,这时 又可表为,随频率的变化,在此频率范围内， ic 比 ib 滞后 900 ，且 与 f 成反比，即 频率每加倍， 减小一半。由于功率正比于电流平方，所以 频率每加倍，功率增益降为 1/4 。,定义：当 降为 1 时的频率称为 特征频率 ，记为 fT 。,由 可解得,特征频率的定义,因 所以 fT 可表为,对于 fa 500 MHz 的晶体管，ec 中以 b 为主，这时,，故一般情况下应减小

51、WB 。但当 WB 减小到 b 不再是 ec 的主要部分时，再减小 WB 对继续减小ec 已作用不大，而对 rbb 的增大作用却不变。同时工艺上的难度也越来越大。,几个主要矛盾,(1) 对 WB 的要求,总结以上可知，对高频晶体管结构的基本要求是：浅结、细线条、无源基区重掺杂、N+ 衬底上生长 N - 外延层。,3.6.3 开关时间 * 开关过程的图示 延迟时间 td = t1 - t0 ; 上升时间 tr = t2 - t1 ; 存储时间 ts = t4 - t3 ; 下降时间 tf = t5 - t4 .,IB,VB,QB(t),QB,t,t,t,t,(基极输入脉冲),(基极电流),(基区

52、存储电荷),IC,(集电极电流),t0,t1,t2,t3,t4,t5,开启时间,关闭时间,0,W,np(x),QS,t2 (和t4 ),tn,tn,t3,QBS,IB1,IB2,第四章 结型场效应晶体管（JFET）,结型场效应晶体管 GaAs-MESFET HEMT,1,场效应晶体管（Field Effect Transistor，FET）是另一类重要的微电子器件。这是一种电压控制型多子导电器件，又称为单极型晶体管。这种器件与双极型晶体管相比，有以下优点, 输入阻抗高； 温度稳定性好； 噪声小； 大电流特性好； 无少子存储效应，开关速度高； 制造工艺简单； 各管之间存在天然隔离，适宜于制作 V

53、LSI 。,JFET 和 MESFET 的工作原理相同。以 JFET 为例，用一个低掺杂的半导体作为导电沟道，在半导体的一侧或两侧制作 PN 结，并加上反向电压。利用 PN 结势垒区宽度随反向电压的变化而变化的特点来控制导电沟道的截面积，从而控制沟道的导电能力。两种 FET 的不同之处仅在于，JFET 是利用 PN 结作为控制栅，而 MESFET 则是利用金- 半结（肖特基势垒结）来作为控制栅。,结型栅场效应晶体管（ J FET ）,肖特基势垒栅场效应晶体管（ MESFET ）,绝缘栅场效应晶体管（ IGFET 或 MOSFET ),场效应晶体管 （FET）的分类, JFET的基本结构和工作原

54、理： n 沟道JFET 衬底是低阻n型; 2个对称的p+n结构成栅极; 中间留有沟道(长为L, 宽为W). 工作 电压控制沟道的电阻 Rmin = L / qnND 2( a - x0 )W 在平衡 (不加电压)时, 沟道电阻最小; 电压VDS和VGS都可改变栅结势垒宽度 改变沟道电阻 从而改变 IDS .,n,P+,P+,S,D,G,G,2a,L,W,3, JFET的输出特性： * 在VGS=0 和正常VDS 时 线性电阻段(A点) 沟道夹断点(B点) 电流饱和段(C点) . * 在VDS 较大时 漏端栅结雪崩击穿, 源-漏击穿电压BVDS 随着反向VGS的增大 而下降. 对应于D点.,4,

55、VDS,IDS,IDsat,VDSat,VGS 0,VGS = 0,C,B,A,夹断,饱和,击穿,0,(沟道夹断),G,G,- S,D +,BVDS,电流饱和机理: 长沟道沟道夹断; 短沟道速度饱和.,D, JFET的转移特性: * 最大饱和漏极电流 IDSS G-S电压为0时, IDS 0, 而为 IDSS . * 夹断电压 VP 当G-S电压为负(VGS 0 ) 时, 沟道变窄; 当VGS = VP 时, 沟道夹断, IDS = 0 . 根据栅p-n结耗尽层厚度等于沟道宽度, 得: VP - q ND a2 / (20 ) ND a2 . * 由输出特性曲线可以求得在某一定 VDS 时的转移特性曲线. JFET的代表符号:,5,VGS,IDS