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1、(1)串行馈电：直流电源VCC、滤波匹配网络和功率管是以电路形式串联连接的供电方式。 构成LC高频扼流线圈、CC和电源滤波电路。 目的是在信号频率下，LC的感应电阻大，接近开路的CC的电容电阻小，接近短路，信号电流通过直流电源引起级间反馈，使动作不稳定。 (2)残奥电平馈：直流电源VCC、滤波匹配网络和功率管电路残奥电平相连的馈方式。 LC高频扼流线圈、CC1直线电容器、CC2电源滤波电容器要求在信号频率下LC的电感大、接近开路、CC1、CC2的电感小、接近短路。 此时，电源和滤波器匹配网络在形式上并行，但是滤波器匹配网络的两端电压vc (t )直接反映在LC上，因此存在。 与串行进给电路相同

2、。 (3)串行和残奥级馈送比较：共同点：两种馈送方式，VCC都可以加入收集器，区别点：过滤匹配网络接入方式。 串行馈：滤波匹配网络处于直流高电位，网络元件不能直接接地。 残奥级进给： CC1隔断直流，因此匹配网络位于直流地电位上，网络元件可以直接接地，安装比串行进给方便。 但是，LC和CC1与匹配网络并联，它们的分布残奥仪表会影响网络调谐。 2 .基极偏置电路，(1)作用：向放大电路提供适当的偏置电压，使功率管以c种工作。 (2)常用型： 3种常用基极偏置电路。 另外，在图(a )中，基极偏压由RB1和RB2从VCC分压供给，为了保证c级动作，其值必须比功率管的导通电压小。 图(b )、(c

3、)、自给偏置电路。 图(b )的偏置电路： LB、RB、CB1。 RB产生电压降，供给自偏压的LB避免RB、CB1对输入滤波器匹配网络的旁路产生的影响，图(c )偏置电路： LB产生电压降，供给自偏压，3 .自给偏置电路，(1)自给偏置电压ib0的产生IB可以分解为脉冲电流、IB0、Ib1m、Ib2m，根据基尔霍夫定律得到，电流IB2路径具有高频扼流线圈LB，唯一、IB、IB、i2、i1、(2)被称为自给偏置的原因：在输入信号未输入的情况下，偏置为零输入偏置电压根据输入信号电压的幅度而变化的效果被称为自给偏置效应。 (3)自给偏置电路的作用：用于放大等幅载波信号的功率放大器，可以在输入信号的振

4、幅变化时，发挥使输出电压的振幅自动稳定的作用。 用于正弦振荡器，可以提高振幅的稳定性。 用于线性功率放大器时，请避免放大器偏离乙类的动作，导致输出信号失真。 1 .串联谐振电路，(1)电路：r固有损耗电阻，(2)分析，Qe越大频率选择性越强，滤波效果越好。 对于固有质量因子，由于R0和RC，Qe小于Q0并且通带宽加宽，为了改善，Re必须增大，并且除了Q0的较大电压之外，它还使用较小的电压源RS并且限制了RL。 2 .并联谐振电路、(1)电路、(2)电路的总电感设为0，求出谐振角频率，此时，输出电压v最大，与I同相。 载波质量系数、固有质量系数、2.3.2滤波器匹配网络，1 .位置：对于交流路径

5、而言，滤波器匹配网络位于功率管t和外接负载RL之间。 2 .滤波器匹配网络的要求(3个)、(1)将外接负载RL变换为放大器管理要求的负载Re，使得放大器可以高效地输出需要的功率。 (2)滤波可充分去除不需要的高次谐波成分，保证输出外接负载所需的基波功率(倍频器所需的倍频功率)。 工序上，滤波器性能的好坏用高次谐波抑制度Hn表示。另外，若将IL1m和ILnm分别设为外加的负载电流中的基波和n次高次谐波分量的振幅、将对应的基波和n次高次谐波功率分别设为PL和PLn，则针对n次高次谐波的高次谐波抑制度定义为Hn越小，基于网络的n次高次谐波的抑制能力越强。 通常，n选择2，即二次谐波的抑制度。 (3)

6、将从电力管理提供的信号功率Po有效地传输到外部负载，即，要求网络的传输效率，这将接近1。 (1)在实际的滤波器匹配网络中，如果提高谐波抑制速度Hn，则传输效率k以牺牲，反之亦然。 (2)说明，用LC并联谐振电路简单说明。 图中的l和c是滤波器网络(在谐振放大器中，简称为l型网络)，rL是l中的固有损耗电阻，rL是外置负载电阻。 已经证明，由于电路固有的质量系数，在高q条件下，对应k近似于当Q0为恒定时，Qe越小，即，RL越大于RL，则对应k越大。 但是，Qe越小，电路谐振曲线越平坦，高次谐波的抑制能力越差。 共振功函数匹配滤波器网络的基本形式2种(F2-3-4、F2-1-4)。 其作用：阻抗匹

7、配，频率选择性滤波。 满足上述要求的匹配滤波器网络形式多种多样。 无论形式不同，用下述的串并联阻抗变换式都与上述两个基本网络的组合等价。 常用过滤器匹配网络的构造、构成部件的表现形式请参照教材表2-3-1。 4 .串行、并联阻抗变换式，对与串联连接了电抗和电阻的电路并联连接的电路进行等价变换后，基于等价原理，两者的端子导纳相等，即，(1)通过得到串行残奥电平式，(2)残奥电平残奥电平变换5 .滤波器匹配网络的设置校正在谐振功率放大器中，电路的有效负载质量系数小，以提高传输效率，并且通常，该设置校正在10以下。 考虑到谐波抑制度，常用的滤波匹配网络除了上述最简单的l型，还是由3个电抗元件组成的t

8、型和它们组成的多级混合网络。 下面对滤波匹配网络的阻抗变换特性进行说明。 假定滤波器匹配网络的固有损耗电阻为0，即，电路传输效率接近1，并且要求外接负载电阻为RL，与Re和C0的串联或并联阻抗匹配并且C0为功率管状态，以及分布电容。 串并阻抗转换方程可用于推导各种滤波器匹配网络的元件表达方程。 例1:图(a )是t型滤波器匹配网络，要求Re和C0的串联阻抗匹配，求出各元件表现式。(请注意，XC2包含负号)，解：将t型网络分割为两个连接的l型网络，在图中。 分析这两个l型网络。 在下面的l型网络中，将XC2和RL的串联阻抗变换为Xp2和Rp2的并联阻抗，知道取各自的值的Re、C0和RL，如果选择

9、Qe1，则t型网络的各元件值为，式中，例2 :图示型滤波器匹配网络结果，在由XC1组成的网络中，该网络展现出：谐振电阻，并且其负载是、当前电路串联谐振，或者在成为、的基础上几乎为零偏置电路(IB0是Lb直流电阻，低反向偏置电压LC为高频扼流线圈，CC为高频旁路电容器。C1、C2、L1构成输入t型匹配网络，通过调节C1和C2，本级的输入阻抗与前级放大器所要求的50匹配电阻相等，可传送最大功率。 L2、C3、C4构成输出l型匹配网络，并且可以通过调节C3、C4将50的负载阻抗转换为功率放大器要求的匹配电阻器Re。 175MHzVMOS场效应晶体管谐振放大器电路具有10dB的功率增益，并且可以向负载提供超过60%的效率，10W的功率。 门采用残奥级进给，漏极采用串行进给。 栅电极采用了由C1、C2、C3、L1构成的t形匹配网络。 漏极采用由L2、L3、C5、C7、C8组成的形式的匹配网络。 电路的优点： a )动态范