2-整流(2).ppt

1、1,第2章 整流电路,2.1 单相可控整流电路 2.2 三相可控整流电路 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 2.4 电容滤波的不可控整流电路 2.5 整流电路的谐波和功率因数 2.6 大功率可控整流电路 2.7 整流电路的有源逆变工作状态 2.8 晶闸管直流电动机系统 2.9 相控电路的驱动控制 本章小结,2,2.5 整流电路的谐波和功率因数,2.5.1 谐波和无功功率分析基础 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧 谐波和功率因数分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧 谐波和功率因数分析 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析,3,2.5 整流电路的谐波和功率因数引言,随着

2、电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波(harmonics)和无功(reactive power)问题日益严重，引起了关注。,无功的危害： 导致设备容量增加。 使设备和线路的损耗增加。 线路压降增大，冲击性负载使电压剧烈波动。,谐波的危害： 降低设备的效率。 影响用电设备的正常工作。 引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。 导致继电保护和自动装置的误动作。 对通信系统造成干扰。,4,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,1） 谐波,对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数：,n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示 （2-57）

3、 电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为 （2-58）,正弦波电压可表示为：,基波（fundamental）频率与工频相同的分量 谐波频率为基波频率大于1整数倍的分量 谐波次数谐波频率和基波频率的整数比,5,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,2） 功率因数,正弦电路中的情况,电路的有功功率就是其平均功率：,（2-59）,视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI （2-60） 无功功率定义为： Q=U I sinj （2-61）,功率因数l 定义为有功功率P和视在功率S的比值：,（2-62）,此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系

4、：,（2-63）,功率因数是由电压和电流的相位差j 决定的：l =cos j （2-64）,6,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,非正弦电路中的情况,有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式 定义。 不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况有很大的实际意义。,基波因数n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比 位移因数（基波功率因数）cosj 1,功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因素共同决定的。,7,2.5.1 谐波和无功功率分析基础,非正弦电路的无功功率,定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。 一种简单的定义是仿照式（2

5、-63）给出的： （2-67）,无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。,也可仿照式（2-61）定义无功功率，为和式（2-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Q f =U I 1 sinj 1 (2-68） 在非正弦情况下， ，因此引入畸变功率D，使得： （2-69）,Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。,8,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析,1) 单相桥式全控整流电路,忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感L为足够大（电流i2的波形见图2-6）,（2-72）,变压器二次侧电流谐波分析：,电流中仅含奇次谐

6、波。 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。,9,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析,基波电流有效值为 （2-74） i2的有效值I= Id，结合式（2-74）可得基波因数为 （2-75） 电流基波与电压的相位差就等于控制角 ，故位移因数为 （2-76） 所以，功率因数为,（2-77）,功率因数计算,10,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析,2）三相桥式全控整流电路,图2-23 三相桥式全控整流电路 带阻感负载a=30时的波形,阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直流电感L为足够大。 以 =30为例，此时，电

7、流为正负半周各120的方波，其有效值与直流电流的关系为：,（2-78）,11,2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析,变压器二次侧电流谐波分析：,电流基波和各次谐波有效值分别为,（2-80）,电流中仅含6k1（k为正整数）次谐波。 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。,功率因数计算,12,2.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析,1) 单相桥式不可控整流电路 实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。,电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律： 谐波次数为奇次。 谐波次数越高，谐波幅值越小。 谐波与基波的关

8、系是不固定的。 越大，则谐波越小。,关于功率因数的结论如下：,位移因数接近1，轻载超前，重载滞后。 谐波大小受负载和滤波电感的影响。,13,2.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析,2) 三相桥式不可控整流电路 实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。,交流侧谐波组成有如下规律： 谐波次数为6k1次，k =1，2，3。 谐波次数越高，谐波幅值越小。 谐波与基波的关系是不固定的。,关于功率因数的结论如下： 位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近1。 随负载加重（wRC的减小），总的功率因数提高；同时，随滤波电感加大，总功率因数也提高。,14,2.

9、5.4 整流输出电压和电流的谐波分析,整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。,图2-33 a =0时，m脉波整流电路的整流电压波形, =0时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析。,整流输出电压谐波分析 整流输出电流谐波分析,15,2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析, =0时整流电压、电流中的谐波有如下规律：,m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2，3.）次，即m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压的谐波决定，也为mk次。 当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，表明最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相

10、对较少；当负载中有电感时，负载电流谐波幅值dn的减小更为迅速。 m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压纹波因数迅速下降。,16,2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析, 不为0时的情况： 整流电压谐波的一般表达式十分复杂，下面只说明谐波电压与 角的关系。,图2-34 三相全控桥电流连续时，以n为参变量的与 的关系,以n为参变量，n次谐波幅值对 的关系如图2-34所示： 当 从0 90变化时，ud的谐波幅值随 增大而增大， =90时谐波幅值最大。 从90 180之间电路工作于有源逆变工作状态，ud的谐波幅值随 增大而减小。,17,2.6 大功率可控整流电路,2.6.1 带平衡电抗器

11、的双反星形 可控整流电路 2.6.2 多重化整流电路,18,2.6 大功率可控整流电路引言,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点： 适用于低电压、大电流的场合。 多重化整流电路的特点： 在采用相同器件时可达到更大的功率。 可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。,19,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,电路结构的特点,图2-35 带平衡电抗器的 双反星形可控整流电路,二次侧为两组匝数相同极性相反的绕组，分别接成两组三相半波电路。 二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。 平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。 与三相桥式电路相比，双反

12、星形电路的输出电流可大一倍。,20,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势 如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。,图2-36 双反星形电路， =0时两组整流电压、电流波形,21,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,接平衡电抗器的原因：,当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。 两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。 两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。该电压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。 为了使两组电流

13、尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制环流在负载额定电流的1%2%以内。,22,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路：,只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为60o，平均电流为Id/6。 当=0o 时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。 因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。,平衡电抗器的作用： 使得两组三相半波整流电路同时导电。 对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。,23,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的原

14、理分析：,图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况,平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的电位差，它补偿了ub和ua的电动势差，使得ub和ua两相的晶闸管能同时导电。,时，ubua，VT6导通，此电流在流经LP时，LP上要感应一电动势up，其方向是要阻止电流增大。可导出Lp两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：,24,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,原理分析(续)：,图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图2-38 平衡电抗器作用下 两个晶闸管同时导电的情况,虽然 ，但由

15、于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通。 时间推迟至ub与ua的交点时， ub = ua ， 。 之后 ub ub ，电流才从VT6换至VT2。此时VT1、VT2同时导电。 每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。,25,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,由上述分析以可得：,图2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图2-37 a。,（2-98）,谐波分析,ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。 直流平

16、均电压为：,u,u,26,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路, =30、 =60和 =90时输出电压的波形分析,图2-39 当 =30、60、90时，双反星形电路的输出电压波形,分析输出波形时，可先求出ud1和ud2波形，然后根据式（2-98）做出波形( ud1+ud2 ) / 2。 输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，f=300Hz。 电感负载情况下，移相范围是90。 电阻负载情况下，移相范围为120。,27,2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为: Ud=1.17 U2 cos ,将双反星形电路与三相

17、桥式电路进行比较可得出以下结论： 三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。 当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是单相桥的2倍。 两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样。,28,2.6.2 多重化整流电路,概述： 整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。,原理： 按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路进行组合得到。,目标： 移项多重联结减少交流侧输入电流谐波，串联多重整流电路采用顺序控制可提高功率因数。,29,2.6.2 多重化整

18、流电路,1) 移相多重联结,图2-40 并联多重联结的12脉波整流电路,有并联多重联结和串联多重联结。 可减少输入电流谐波，减小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器。 使用平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。 2个三相桥并联而成的12脉波整流电路。,30,2.6.2 多重化整流电路,移相30构成的串联2重联结电路,图2-41 移相30串联2重联结电路,图2-42 移相30串联2重联结电路电流波形,整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压。 该电路为12脉波整流电路。,星形,三角形,31,2.6.2 多重化整流电路,iA基波幅值Im1和n次谐波

19、幅值Imn分别如下：,（2-103）,（2-104）,即输入电流谐波次数为12k1，其幅值与次数成反比而降低。 该电路的其他特性如下： 直流输出电压 位移因数 cosj1=cosa （单桥时相同） 功率因数 l=n cosj1 =0.9886cosa,32,2.6.2 多重化整流电路,利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构成串联3重联结电路：,整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法。 整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。 交流侧输入电流谐波更少，为18k1次（k=1, 2, 3），ud的脉动也更小。 输入位移因数和功率因数分别

20、为： cosj1=cosa =0.9949cosa,33,2.6.2 多重化整流电路,将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联4重联结电路：,为24脉波整流电路。 其交流侧输入电流谐波次为24k1，k=1，2，3。 输入位移因数功率因数分别为： cosj1=cosa =0.9971cosa,采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。,34,2.6.2 多重化整流电路,2) 多重联结电路的顺序控制,只对一个桥的角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。 或者不工作而使该桥输出直流电压为零。 或者 =0而使该桥输出电压

21、最大。 根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。 不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。 我国电气机车的整流器大多为这种方式。,35,2.6.2 多重化整流电路,3重晶闸管整流桥顺序控制,图2-43 单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形,从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。,a),36,2.7 整流电路的有源逆变工作状态,2.7.1 逆变的概念 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制,37,2.7.1 逆变的概念,1) 什

22、么是逆变？为什么要逆变？,逆变（Invertion）把直流电转变成交流电，整流的逆过程。 逆变电路把直流电逆变成交流电的电路。 有源逆变电路交流侧和电网连结。 应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速以及高压直流输电等。 无源逆变电路变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载，将在第5章介绍。 对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路。,38,2.7.1 逆变的概念,2) 直流发电机电动机系统电能的流转,图2-44 直流发电机电动机之间电能的流转 a）两电动势同极性EG EM b）两电

23、动势同极性EM EG c）两电动势反极性，形成短路,两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。,39,2.7.1 逆变的概念,3) 逆变产生的条件 采用单相全波电路代替上述发电机,图2-45 单相全波电路的整流和逆变,交流电网输出电功率,电动机输出电功率,u,u,u,40,2.7.1 逆变的概念,从上述分析中，可以归纳出产生逆变的条件有二：,有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压。 晶闸管的控制角 /2，使Ud为负值。,半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动

24、势，故不能实现有源逆变。 欲实现有源逆变，只能采用全控电路。,41,2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态,逆变和整流的区别：控制角 不同,0 p /2 时，电路工作在整流状态。 p /2 p时，电路工作在逆变状态。,可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题。 把a p /2时的控制角用p- = b表示，b 称为逆变角。 逆变角b和控制角a的计量方向相反，其大小自b =0的起始点向左方计量。,42,2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态,三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图2-46所示。,图2-46 三相桥式整流电路工作于有

25、源逆变状态时的电压波形,43,2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态,有源逆变状态时各电量的计算：,输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即,（2-105）,当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值，表示功率由直流电源输送到交流电源。,44,2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制,逆变失败（逆变颠覆）,逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流。,触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相。 晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。 交流电源

26、缺相或突然消失。 换相的裕量角不足，引起换相失败。,1) 逆变失败的原因,45,2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制,换相重叠角的影响：,图2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响,当b g 时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。,如果b g 时（从图2-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸管（VT2）会关断，而应关断的晶闸管（VT1)不能关断，最终导致逆变失败。,46,2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制,2) 确定最小逆变角bmin的依据 逆变时允许采用的最小逆变角b 应等于 bmin=d +g+q （2-109）,d 晶闸管的关断时间tq折合的电角度,g 换相重叠角,q安全

27、裕量角,tq大的可达200300ms，折算到电角度约45。,随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。,主要针对脉冲不对称程度（一般可达5）。值约取为10。,47,2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制,g 换相重叠角的确定： 查阅有关手册 举例如下：,参照整流时g 的计算方法,（2-110）,这样， bmin一般取3035。,48,2.8 晶闸管直流电动机系统,2.8.1 工作于整流状态时 2.8.2 工作于有源逆变状态时 2.8.3 直流可逆电力拖动系统,49,2.8 晶闸管直流电动机系统引言,晶闸管直流电动机系统晶闸管可控整流装置带直流电动机负载组成的系统。 是电力拖动系统中主要的一种。 是

28、可控整流装置的主要用途之一。,对该系统的研究包括两个方面： 其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况。 其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本节主要从第二个方面进行分析。,50,2.8.1 工作于整流状态时,整流电路接反电动势负载时，负载电流断续，对整流电路和电动机的工作都很不利。,图2-48 三相半波带电动机负载且 加平波电抗器时的电压电流波形,通常在电枢回路串联一平波电抗器，保证整流电流在较大范围内连续，如图2-48。,51,2.8.1 工作于整流状态时,此时，整流电路直流电压的平衡方程为 （2-112） 式中， 。 为电动机的反电动势 负载平均电流Id所引起的各种电压降，包括： 变压

29、器的电阻压降 电枢电阻压降 由重叠角引起的电压降 晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值。 系统的两种工作状态：电流连续工作状态 电流断续工作状态,52,2.8.1 工作于整流状态时,转速与电流的机械特性关系式为,1) 电流连续时电动机的机械特性,在电机学中，已知直流电动机的反电动势为,（2-113）,可根据整流电路电压平衡方程式（2-112），得,（2-114）,（2-115）,图2-49 三相半波电流连续时以 电流表示的电动机机械特性,其机械特性是一组平行的直线，其斜率由于内阻不一定相同而稍有差异。 调节a 角，即可调节电动机的转速。,53,2.8.1 工作于整流状态时,2) 电流断续时电动

30、机的机械特性 当负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流不再连续，此时其机械特性也就呈现出非线性。,电动机的实际空载反电动势都是 。 时为： 。 主电路电感足够大，可以只考虑电流连续段，完全按线性处理。 当低速轻载时，可改用另一段较陡的特性来近似处理，等效电阻要大一个数量级。,当Id减小至某一定值Id min以后，电流变为断续，这个 是不存在的，真正的理想空载点远大于此值。,54,2.8.1 工作于整流状态时,电流断续时电动机机械特性的特点：,图2-50 电流断续时电动势的特性曲线,电流断续时理想空载转速抬高。 机械特性变软，即负载电流变化很小也可引起很大的转速变化。 随着a 的增加，

31、进入断续区的电流值加大。,图2-51 考虑电流断续时 不同a 时反电动势的特性曲线 1 a 460,55,2.8.2 工作于有源逆变状态时,1) 电流连续时电动机的机械特性,电流连续时的机械特性由 决定的。 逆变时由于 ， 反接，得 因为EM=Cen，可求得电动机的机械特性方程式,（2-122),（2-123),图2-52 电动机在四象限中的机械特性,56,2.8.2 工作于有源逆变状态时,2) 电流断续时电动机的机械特性,可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，把 代入式（2-117）、式（2-118）和式（2-119），便可得EM、n与Id的表达式。三相半波电路为例：,(2-125),(2-

32、126),57,2.8.2 工作于有源逆变状态时,逆变电流断续时电动机的机械特性，与整流时十分相似：,图2-52 电动机在四象限中的机械特性,理想空载转速上翘很多，机械特性变软，且呈现非线性。 逆变状态的机械特性是整流状态的延续。 纵观控制角 变化时，机械特性得变化。,第1、4象限中和第3、2象限中的特性是分别属于两组变流器的，它们输出整流电压的极性彼此相反，故分别标以正组和反组变流器。,58,2.8.3 直流可逆电力拖动系统,图2-53 两组变流器的反并联可逆线路,图2-53a与b是两组反并联的可逆电路,a三相半波有环流接线 b三相全控桥无环流接线 c对应电动机四象限运行时两组变流器工作情况

33、,59,2.8.3 直流可逆电力拖动系统,两套变流装置反并联连接的可逆电路的相关概念和结论：,环流是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流。 正向运行时由正组变流器供电；反向运行时，则由反组变流器供电。 根据对环流的处理方法，反并联可逆电路又可分为不同的控制方案，如配合控制有环流（ ）、可控环流、逻辑控制无环流和错位控制无环流等。 电动机都可四象限运行。 可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其工作状态：整流或逆变。,60,2.8.3 直流可逆电力拖动系统,直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外，还能实现电动机的回馈制动。,电动机反向过程分析,a=b 配合控制的有环流可逆系统

34、对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证a=b 的配合控制关系 。 假设正组为整流，反组为逆变，即有a P=b N ，UdaP=UdbN，且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。 但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。 串入环流电抗器LC限制环流。,61,2.8.3 直流可逆电力拖动系统,逻辑无环流可逆系统 工程上使用较广泛，不需设置环流电抗器。 只有一组桥投入工作（另一组关断），两组桥之间不存在环流。 两组桥之间的切换过程：,首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理使主回路电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力。 随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通。 这种无环流可逆系

35、统中，变流器之间的切换过程由逻辑单元控制，称为逻辑控制无环流系统。,直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动自动控制系统”中进一步分析讨论。,62,2.9 相控电路的驱动控制,2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 2.9.2 集成触发器 2.9.3 触发电路的定相,63,2.9 相控电路的驱动控制引言,相控电路： 晶闸管可控整流电路，通过控制触发角a的大小即控制触发脉冲起始相位来控制输出电压大小。 采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路（第4章）。,相控电路的驱动控制 为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角a的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。 晶

36、闸管相控电路，习惯称为触发电路。 大、中功率的变流器广泛应用的是晶体管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。,64,2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路,输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通的电路），也可为单窄脉冲。 三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄脉冲形成环节。,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,65,2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路,1) 脉冲形成环节,V4、V5 脉冲形成 V7、V8 脉冲放大 控制电压uco加在V4基极上,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽

37、度与反向充电回路时间常数R11C3有关。,电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组接在V8集电极电路中。,66,2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路,2) 锯齿波的形成和脉冲移相环节 锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。,恒流源电路方案，由V1、V2、V3和C2等元件组成,V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路,图2-54 同步信号为锯齿波的触发电路,67,2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路,3) 同步环节,同步要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。 锯齿波是由开关V2管来控制的。 V2开关的频率就是锯齿波的频率由

38、同步变压器所接的交流电压决定。 V2由导通变截止期间产生锯齿波锯齿波起点基本就是同步电压由正变负的过零点。 V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度取决于充电时间常数R1C1。,68,69,2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路,4) 双窄脉冲形成环节,内双脉冲电路 V5、V6构成“或”门 当V5、V6都导通时，V7、V8都截止，没有脉冲输出。 只要V5、V6有一个截止，都会使V7、V8导通，有脉冲输出。 第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角 产生。 隔60的第二个脉冲是由滞后60相位的后一相触发单元产生（通过V6）。 三相桥式全控整流电路的情况,70,2.9.1 同步信号为锯齿波的触发

39、电路,71,2.9.2 集成触发器,可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。 晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路。 KJ004 与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。,图2-56 KJ004电路原理图,72,2.9.2 集成触发器,完整的三相全控桥触发电路 3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大即可。,图2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路,73,2.9.2 集成触发器,模拟与数字触发电路 以上触发电路为模拟的，优点：结构简单、可靠； 缺点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高， 可达34，精度低。 数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于8位单片机的数字触发器精度可达0.71.5。,KJ041内部是由12个二极管构成的6个或门。 也有