第四章 通信原理.ppt

1、现 代 通 信 系 统 原 理,授课教师：杨怡怀,第四章：数字信号的基带传输,4.1 数字基带信号的码型 4.2 基带传输系统的脉冲传输与码码间串扰 4.3 无码间串扰的基带传输系统 4.4 无码间串扰基带传输系统的抗噪声性能 4.5 眼图,4.1 数字基带信号的码型,4.1.1 数字基带信号的码型设计原理,4.1.2 数字基带信号的常用码型,单极性非归零（NRZ）码； 双极性非归零（NRZ）码； 单极性归零（RZ）码； 双极性归零（RZ）码； 差分码； AMI码； HDB3码； Machester码； CMI码； 多进制码。,最简单，但只适用 极短距离传输，应 用很少。,(1) 有直流分量；

2、,(2) 判决电平不稳定；,(4) 不能直接提取定时信号；,(3) 要求一端接地；,用高电平和零电平分别表示二进制信息“1”和“0”,缺点：,单极性不归零码（NRZ),特点:,“1”、“0” 等概时无直流分量;,3.不能提取同 步信息;,用正电平和负电平分别表示“1”和“0”,2. 判决电平稳定；,双极性不归零码:,占空比定义： /Ts,特点： 还具有一般单 极性不归零码 缺点，但可直 接提取位同步 信息.,用持续的正脉冲和零电平分别表示二进制信息“1”和“0”,单极性归零（RZ）码：,特点： 具有双极性 不归零码的 优点，可直 接提取位同 步信息.,有三种电平 ，称伪三元码,用持续的正、负脉

3、冲分别表示二进制信息“1”和“0”,双极性归零码：,特点： 利用前后码元电平相对极性变化来传送信息,是一种相对码；,参考电平为“1”,编码规则： “1”变 “0”不变 或“0”变 “1”不变,接收码元极性相反时亦可正确调制。,优点:,差 分 码,特点：,1.无直流且低 频分量少;,2.编，译码设 备简单;,4.长连零串会使位同步丢失.,单极方式中“0”与零电平对应,“1”极性交替的正负电平。,3. 反相信号也 可正确判决；,传号交替反转码（AMI码）,HDB3码的编码方法：,三阶高密度双极性码（HDB3）码,（1）当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规则编码，即传号极性交替；,HDB

4、3码的全称是3阶高密度双极性码，它是AMI码的一种改进型，其目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点， 使连“0”个数不超过3个。,（2）当连“0”个数超过3时，出现4个或4个以上连“0串时，”则将每4个连“0”小段的第4个“0”变换为非“0”脉冲，用符号V表示，称之为破坏脉冲。而原来的二进制码元序列中所有 的 “1”码 称为信码，用符号B表示。当信码序列中加入破坏脉冲以后，信码B与破坏脉冲 V 的正负极性必须满足如下两个条件： B 码和 V 码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以确保编好的码中没有直流成分； V 码必须与前一个非零符号码（信码B）同极性，以便和正常的 AMI 码区分开来。如

5、果这个条件得不到满足，那么应该将四连“0”码的第一个“0”码变换成与V 码同极性的补信码，用符号 B表示，并做调整，使 B 码和 B码合起来保持条件中信码（含B 及 B）极性交替变换的规律。,1.无直流且低 频少,频带 窄;,2.可提出位同 步信息；,特点:,（1） -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1,（2） 0 0 0 -v B 0 0 v -B 0 0 -v B 0 0 v,特例：全“1”和全“0”的HDB3码：,任意两个相邻的V脉冲之间信息码和B脉冲的个数之和应为奇数。,一个简单的方法：任意两个相邻的V脉冲之间的信息码个数为偶数时，加入一个B脉

6、冲，为奇数则不加。,例1、 消息 100010000 01000010001101010000 HDB3 1 000-1 000-1 01 0001 -1000 1 1010-1 000-1 例2、 消息 100000000001110000010000001 HDB3 1000+1 -100-1 001-1+1 000 +1 0-1 000-1 00+1,例3、10110000000110000001,HDB3码: +10-1+1000+1000-1+1-100-100-1,特点:,1. 无直流分量;,3.连“1”或连“0”时仍能提取同步信息;,又称数字双相码或分相码，每个码元用两个极性相反

7、的脉冲表示，且“1”“0”相反。,2. 频谱集中；,曼彻斯特码 （Manchester）:,多进制码,以上几种都是二电平码，即用两种电平来表示“0”和“1”，多电平码的每个码元可以代表n=log2L个二进制符号，其中L为电平数。因此，在码元速率一定时，多元码提高了信息速率。,CMI码,CMI 码是传号反转码的简称，其编码规则为： “1”码交替用“00”和“11”表示；“0”码用“01 ” 表示。CMI 码的优点是没有直流分量，且有频繁出现波形跳变，便于定时信息提取，具有误码监测能力。,图4-1 几种基本的数字基带信号码型,单极性(NRZ)码 ； (b) 双极性(NRZ)码； (c) 单极性(R

8、Z)码； (d) 双极性(RZ)码； (e) 差分码； (f) 交替极性码(AMI)； (g) 三阶高密度双极性码 (HDB3)； (h) 分相码(Machester)； (i) 信号反转码(CMI),4.1.3 数字基带信号功率谱,研究数字基带信号的频谱分析是非常有用的，通过频谱分析可以使我们弄清楚信号传输中一些很重要的问题。这些问题是: 信号中有没有直流成分; 有没有可供提取同步信号用的离散分量; 根据它的连续谱可以确定基带信号的带宽。 在通信中，除特殊情况（如测试信号）外，数字基带信号通常都是随机脉冲序列。因为，如果在数字通信系统中所传输的数字序列是确知的，则消息就不携带任何信息，通信也

9、就失去了意义。 对于随机脉冲序列，由于它是非确知信号，不能用付氏变换法确定其频谱，只能用统计的方法研究其功率谱。对于其功率谱的分析在数学运算上比较复杂，因此，这里我们只给出分析的思路和推导的结果并对结果进行分析。,单极性不归零信号,单极性不归零信号的功率谱,单极性归零信号的功率谱,单极性归零信号,AMI码功率谱密度,主瓣占80能量，92在2Rs内。,HDB3功率谱密度,数字双相码（Manchester码）,以太网使用码型 编码规则：0-01； 1-10,CMI码,编码规则: “1”用“00”或“11”交替代替; “0”用“01”代替,图 4-9 数字基带传输系统,4.2 基带传输系统的脉冲传输

10、与码间串扰,图5-2 数字基带传输系统各点波形,对比图（a）、（h）中的 与dk 可以看出，传输过程中第4个码元发生了误码。 产生该误码的原因: 信道加性噪声; 传输总特性。 （包括收、发滤波器和信道的特性）不理想引起的波形畸变，使码元之间相互串扰，从而产生码间干扰。,4.2.2 基带传输系统的码间串扰,数字基带信号通过基带传输系统时，由于系统（主要是信道）传输特性不理想，或者由于信道中加性噪声的影响，使收端脉冲展宽，延伸到邻近码元中去，从而造成对邻近码元的干扰，我们将这种现象称为码间串扰。如图4-10所示。,图4-10 基带传输中的码间串扰,数字基带信号的传输模型如图4-11所示。,图4-1

11、1 基带传输系统数学模型,图5-11 消除码间串扰的原理,图5-12 Heq()的物理含义,图5-13 理想低通系统,5.4.5 无码间串扰的滚降系统,考虑到理想冲激响应h(t)的尾巴衰减慢的原因是系统的频率截止特性过于陡峭，这启发我们可以按图5-14所示的构造思想去设计H()特性，只要图中Y()的具有对BN呈奇对称的幅度特性，则H()就能满足要求。这种设计也可看成是理想低通特性按奇对称条件进行“圆滑”的结果，上述的“圆滑”，通常被称为“滚降”。,定义滚降系数为,（5.4-19）,其中BN是无滚降时的截止频率， B2为滚降部分的截止频率。显然， 01,图5-14 滚降特性的构成,图5-15 余

12、弦滚降系统,余弦滚降特性的实现比理想低通容易得多，因此广泛应用于频带利用率不高，但允许定时系统和传输特性有较大偏差的场合。 例5.4.1 设某数字基带传输系统的传输特性H()如图5-16所示。其中为某个常数（01）。 （1）试检验该系统能否实现无码间串扰传输？ （2）试求该系统的最大码元传输速率为多少？这时的系统频带利用率为多大？,图5-16,图5-17 抗噪声性能分析模型,设判决电路的判决门限为Vd，判决规则为 x(kTs)Vd, 判为“1”码 x(kTs)Vd，判为“0”码,实际中噪声干扰会使接收端出现两种可能的错误：发“1”码时，在抽样时刻噪声呈现一个大的负值与信号抵消使收端判为“0码；

13、发“0”码时，在抽样时刻噪声幅度超过判决门限使收端判为“1”码。下面我们来求这两种情况下码元判错的概率。 1、发“0”错判为“1”的条件概率Pe0,发“0”码时， x(t)=nR(t) ，由于nR(t)是高斯过程，则x(t)的一维概率密度函数为,图5-18 x(t)的概率密度分布曲线,5.6最佳基带传输系统,在数字通信系统中，无论是数字基带传输还是数字频带传输，都存在着“最佳接收”的问题。最佳接收理论是以接收问题作为研究对象，研究从噪声中如何准确地提取有用信号。显然，所谓“最佳”是个相对概念，是指在相同噪声条件下以某一准则为尺度下的“最佳”。不同的准则导出不同的最佳接收机，当然它们之间是有内在

14、联系的。 在数字通信系统中，最常用的准则是最大输出信噪比准则，在这一准则下获得的最佳线性滤波器叫做匹配滤波器（MF）。这种滤波器在数字通信理论、信号最佳接收理论以及雷达信号的检测理论等方面均具有重大意义。本节介绍匹配滤波器的基本原理以及利用匹配滤波器的最佳基带传输系统。,5.6.2 利用匹配滤波器的最佳基带传输系统,由前面的分析可知，影响基带系统误码性能的因素有两个：其一是码间干扰；其二是噪声。码间干扰的影响，可以通过系统传输函数的设计，使得抽样时刻样值的码间干扰为零。对于加性噪声的影响，可以通过接收滤波器的设计，尽可能减小噪声的影响，但是不能消除噪声的影响。实际中，这两种“干扰”是同时存在的

15、。因此最佳基带传输系统可认为是既能消除码间串扰而抗噪声性能又最理想（错误概率最小）的系统。现在我们讨论如何设计这样一个最佳基带传输系统。 在图5-10的基带传输系统中，发送滤波器的传输函数为GT() ，信道的传输函数为C() ，接收滤波器的传输函数为GR() ，其基带传输系统的总传输特性表示为,则,将式（5.6-24）代入式（5.5-16）得,（5.6-24）,5.7眼图,图5-21 基带信号波形及眼图,图5-21（a）是接收滤波器输出的无码间串扰的二进制双极性基带波形，用示波器观察它，并将示波器扫描周期调整到码元周期，由于示波器的余辉作用，扫描所得的每一个码元波形将重叠在一起，示波器屏幕上显

16、示的是一只睁开的迹线细而清晰的大“眼睛”， 如图5-21（b）所示。图5-21（c）是有码间串扰的双极性基带波形，由于存在码间串扰，此波形已经失真，示波器的扫描迹线就不完全重合，于是形成的眼图线迹杂乱，“眼睛”张开得较小，且眼图不端正，如图5-21（d）所示。对比图（b）和（d）可知，眼图的“眼睛”张开得越大，且眼图越端正，表示码间串扰越小，反之，表示码间串扰越大。,当存在噪声时，噪声叠加在信号上，因而眼图的线迹更不清晰，于是“眼睛”张开就更小。不过，应该注意，从图形上并不能观察到随机噪声的全部形态，例如出现机会少的大幅度噪声，由于它在示波器上一晃而过，因而用人眼是观察不到的。所以，在示波器上

17、只能大致估计噪声的强弱。 可见，从“眼图”上可以观察出码间串扰和噪声的影响，从而估计系统优劣程度。另外也可以用此图形对接收滤波器的特性加以调整，以减小码间串扰和改善系统的传输性能。 为了进一步说明眼图和系统性能之间的关系，我们把眼图简化为一个模型，如图5-22所示。由该图可以获得以下信息：,（1） 最佳抽样时刻应是“眼睛”张开最大的时刻； （2） 眼图斜边的斜率决定了系统对抽样定时误差的灵敏程度；斜率越大，对定时误差越灵敏； （3） 眼图的阴影区的垂直高度表示信号的畸变范围； （4） 眼图中央的横轴位置对应于判决门限电平； （5） 过零点失真为压在横轴上的阴影长度，有些接收机的定时标准是由经过

18、判决门限点的平均位置决定的，所以过零点失真越大，对定时标准的提取越不利。 （6）抽样时刻上、下两阴影区的间隔距离之半为噪声容限，噪声瞬时值超过它就可能发生错误判决； 以上分析的眼图是信号为二进制脉冲时所得到的。如果基带信号为多进制脉冲时，所得到的应是多层次的眼图，这里不再详述。,图5-22 眼图模型,图5-23 横向滤波器的结构图,上述分析表明，借助横向滤波器实现均衡是可能的，并且只要用无限长的横向滤波器，就能做到消除码间串扰的影响。然而，使横向滤波器的抽头无限多是不现实的，大多数情况下也是不必要的。因为实际信道往往仅是一个码元脉冲波形对邻近的少数几个码元产生串扰，故实际上只要有一、二十个抽头的滤波器就可以了。抽头数太多会给制造和使用都带来困难。 实际应用时，是用示波器观察均衡滤波器输出信号y(t)的眼图。通过反复调整