控制环路设计原则

1、 反激型电源中的控制环路的设计经常主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的0dB频率。2）画出已知部分的频响曲线。 3） 根据步骤1）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使带宽处的曲线斜率为1,画出整个电路的频响曲线。 首先我们应该明白系统稳定的要求：1 在截止频率Fco(开环增益为1)处，总开环相位延迟必须小于180度，一般留有45度裕量。2 为防止-2的增益斜率的电路相位快速变化，系统的开环增益曲线在Fco附近的斜率应

2、为-1。系统的各部分框图如下：图1上图包括了一下几个模块，其中：，为误差放大器传递函数；，光耦电路的增益；，控制电压到输出电压的传递函数已知部分的频响曲线是指除GEA(补偿放大器)外的所有部分的乘积，在BODE图上是相加。 首先确定剪切频率FCO。环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面的限制：a)为了保证系统稳定，根据采样定理，剪切频率FCO必须小于开关频率的1/2，但实际上，FCO必须远远小于开关频率的1/2，否则在输出中将会有很大的纹波。b)如果电路工作在CCM模式下，则存在着右半平面零点（RHZ）。这个零点的影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计

3、的远离它，一般取其1/4-1/5；c)补偿放大器的带宽不是无穷大，当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制，及电容零点受温度影响等。所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10。选定FCO后，在FCO处的T（总体传函）的增益为0，则GEA在FCO处的增益必须为GVCAOC在此处增益的倒数。然后确定除GEA(补偿放大器)外的所有部分，即系统的除GEA的传递函数。如果我们采用的3845的电流型控制模式，部分电路图如下：图2则在CCM下，系统的传函如下：在实际应用中，会有一个由输出电容的ESR引起的零点，则此时，系统的传递函数如下：其中的参数含义如下：CTR为TL431的电流传输比，

4、R3位置如上图所示，R为TL431内部电阻，等级为K级，Ri为电流采样电阻，R0为负载电阻，RC为输出电容的ESR， CF为次级滤波电容，LP为初级电感，n为变压器次级匝数与初级匝数比， 为电路稳定工作时的占空比，V0为电路的输出电压，Vg为输入电压的有效值，D为（1D）。画出此部分的bode图，如下： 图3它的极点位置为，零点位置为：和。后一个零点为右半频面零点，通常这个零点的频率都比较大，其由上文可知，我们的截止频率一般选择这个零点的1/4-1/5，即我们的截止频率选择在我们的水平段。对于电流型控制系统，在开关频率的半频处，有两个极点，但是它们离截止频率很远，对我们的设计基本没有影响。此时

5、，分两种情况，与接下来讨论的DCM模式下情况类似，下文一并讨论。在DCM下，系统的传递函数为：其中参数的含义如下：除与CCM相同部分外，K为效率，T为开关的频率。画出已知部分的频响曲线（EFGH）。如下图所示： 图4一般来说，DCM的截止频率选择开关频率的1/6-1/10，CCM的截止频率选择为右半平面零点的1/41/5处，均高于由输出电容的ESR引起的零点，此时，GVCAOC在处的斜率是水平的，由于总增益T在FCO处的斜率应为1，而所以GEA在P2处的斜率必须为1。接下来我们针对上述两种情况来设计控制器。分两种情况考虑，如果输出电容的ESR比较大，自身阻容形成的零点比较低，这样在截止频率处的

6、相位滞后比较小。所以可以直接用单极点补偿，其bode图如P5-P3-P2所示，这样可满足-1的曲线形状。省掉图2补偿部分的R5，C1。选择C2的值，使GEA在FCO处的增益P2点必须为GVCAOC在此处增益的倒数。如果输出电容的ESR较小，自身阻容形成的零点比较高，这样在FCO处的相位滞后比较大。如果还用单极点补偿，则FCO处相位裕量一般偏小。用2型补偿来提升，如图4中的P4-P3-P2所示。三个点的选取，第一个极点在原点，第一的零点P4一般取在带宽的1/5左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就降低了低频增益，使输出调整率降低。第二个极点P3的选取是否精确不是关键，一般应低于ESR零点，用它来抵消ESR零点，使截止频率处保持-1 的形状。水平部分（P3P4）增益值可知（为R5/RD1），这样，R5的值就可以确定，再根据P3极点和R5的值就可以确定C2的值。（，FP是P3点的频率）增益曲线沿水平线延伸，在点P4处引入一个零点，以增加低频增益和提供超前相位。在P5点，零点的