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基于tl3843单管它激式反击型开关电源的设计与制作.doc基于tl3843单管它激式反击型开关电源的设计与制作.doc -- 6 元

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基于tl3843单管它激式反击型开关电源的设计与制作一开关电源模块的性能特点和技术指标1.采用一片TL3843驱动MOSFETIRFBE30开关电源,配817型光耦合器,构成光耦反馈电路,能将85265V交流电变换成5V/4A,18V/4A的直流稳压输出。功率92W,效率85。2.该模块的主要技术指标如下交流输入电压范围u85265V输入电网频率5060Hz输出电压Uo15V,Uo218V.最大输出电流Iom4A。电压调整率(85265V)Sv1负载调整率SI1电压效率85输出纹波电压30mV3.电路特点功率开关截止期间,功率开关变压器向负载释放能量功率开关变压器既起安全作用,又起储能电感的作用。变压器要工作在连续工作状态,功率开关变压器必须大于临界电感值。输出端不能开路,否则将失控。可用于几百瓦的输出功率场合。反击式变换器原线路原理如图111212C1CapRVsIsVoIp图11二器件选择1.Mos管的选择2.整流管的选择在单片电源中,一般采用超快恢复二极管作为嵌位二极管,输出整流管和反馈电路中的整流管。(1)嵌位二极管需用超快恢复二极管,UF4000,或FR157快速恢复二极管。还可选用BYV26C。选用时要注意反向耐压。(2)输出整流管超快恢复二极管适合作为开关电源的高压,大电流整流管,设整流管实际承受的反向峰值电压为U(BR)S,所选整流管的最高反向工作电压为URM.U(BR)S,其定整流电流Id3IOM。本例中要求输出4A,则选取MUR16。(3)反馈电路中的整流管可选用1N4148,UF4003,MUR120或RF107。3.电磁干扰滤波器1212C10.1u630VDCC20.01u630vC30.1u630VC40.1u630V输出输出LN电网噪声是电磁干扰的一种。串模干扰是两条电源线之间的噪声,共模干扰是两条电源线对地的噪声。电磁干扰滤波器应对串模,共模干扰都起到抑制作用。C1和C2采用薄膜电容器,容量范围大致是0.01μF~0.47μF,主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端,并将电容器的中点接地,能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在输入端,仍选用陶瓷电容,容量范围是2200pF~0.1μF。为减小漏电流,电容量不得超过0.1μF,并且电容器中点应与大地接通。C1~C4的耐压值均为630VDC或250VAC。以38kHz做基本开关频率时,二次谐波仅为72kHz。超过150kHz时,EMI滤波器设计指标就要严格的多。3.滤波电容的选择设计100w反激变压器适应电压从85240V变化输出两路18V/4A.5V/4A变压器的设计与计算(1)选择磁芯大小如果效率为85,则变压器的传输功率85.041845108W下图是一个2030kH,工作频率,温升,30CTo硅N27铁氧体材料制成的磁芯传送功率磁芯尺寸的关系。在实际使用时留有一定裕量是完全必要的。根据110W,在图21曲线上对磁芯做一初步选择,查得型号E42/20。(2)计算ton原边绕组开关晶体管Tr的最大导通时间对应在最低输入电压和最大负载时发生。在这个例子中,假设DTston0.5,工作频率38kHz。Tsfs13610381026uSTonDTs0.52613uS(3)计算最低直流输入电压设计变换器在最低线路输入电压时发生满载工作,计算它的输入端的直流电压Vs。对于单相交流整流用电容滤波,直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍,也不小于1.2倍。他与电源线路中的电源阻抗,整流器电压降,储能电容的等效阻抗,以及负载大小均有关,在取1.3。设交流电压110V下限为90V,倍压整流系数取1.9Vs901.31.9222V4选择工作时磁通密度值E42/20中心柱磁路的有效面积Ae140mm2在100Co时饱和磁感应强度是360mT。以一般形状、材料的铁氧体磁芯,当工作频率在38k时,65的饱和值Bbc3600.65234mT。实例说明,这时仍是一个良好的工作区间。(5)计算原边匝数因为作用电压是一个方波,一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系eaconspABtVN式中原边匝数PN。磁心有效面积()交变工作磁密()导通时间()原边所加直流电压(2mmAmTBstVVeacons计算得匝88140234.013222pN(6)计算副边匝数以输出电压是5V为例进行计算,设整流二极管压降0.7V,绕组压降为0.6V,则副边绕组电压值为50.70.66.3V。原边绕组每匝伏数匝VNVps52.288222副边绕组匝数匝5.252.23.6sN由于副边低压大电流,应该避免使用半匝线圈(除非特殊技术上需要)考虑到E型磁心磁路可能产生饱和时,使变压器调节性能变差,因此取2.44的整数值3匝。(7)计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数因副边取整数3匝,反激电压小于正向电压,新的每匝的反激电压是匝。V1.233.6占空比必须以同样的比率变化来维持伏秒值相等。sTtson8.1152.21.21.22652.21.21.2对于12伏直流反馈输出,考虑绕组及二极管压降1V后为13V匝)匝(取62.61.213Nf对于18伏直流输出,考虑管压降1V,则输出18119VNs21.2199匝(8)确定磁心气隙的大小上面已经分析过,带气隙在一个更大的磁场强度H值下才会产生饱和,因此磁心可经受一个更大的直流成分。另外,当H0时,rB更小,磁心的磁感应强度B有一个更大的可用范围B。最后,有气隙时,导磁能力降低,导致每匝的电感量减小,绕组总电感值减小,但气隙的存在减少磁心里直流成分所产生的磁通。实际设计工作是通过气隙大小调整来选定能量的传递方式。图1113示出三种可能方式。图1113(a)是完全能量传递方式。这种方式传递同样的能量峰值电流是很高的。工作中开关晶体管、输出二极管和电容器产生最大的损耗,且变压器自身产生最大的铜耗(RI2)图1113(b)表示不完全能量传递方式。此时,具有一个低电流斜率,这是电感较大的缘故。尽管这种工作方式损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和。图1113(c)表示一个较好的折中方法,它的峰值电流大小适中峰值与直流有效值的比也比较适中。当经调整气隙,使在合适的气隙大小下,就能得到这一传递方式。工作中噪声较小,效率也合理。(9)磁心气隙大小的确定实用方法插入一个常用气隙,例如0.5mm(0.02英寸)用一般脉冲宽度控制方法,使开关电源工作起来,并在变压器原边串入一个电流探针,缓慢调整脉冲宽度,使之在额定输入电压下有额定负载,通过观察电流特性的形状,注意小心避免磁心饱和,直到达到所要求的输出电压和电流,注意电流波形的斜率,IpIave0T1T2IpIave0T1T2Ip20T1T2Ip1IaveI}T1113a1113b1113c并调节气隙达到所要求的斜率。(10)气隙的计算使用图1113原边电感可通过电流波形图的斜率ti按下式求出itVLsp11.1在图1113(c)中,设取123ppII,则12ttton时间内电流平均值aveI1111223pppppaveIIIIII11.2在周期sT的平均输入电流sI49.0222110ssVPIA相应的值为98.0132649.0onavetIsTsIA,49.021avepIIA,47.1312pPIIA在ont期间电流变化量12ppIIiAAA98.049.047.1,代入(11.1)求出原边电感PL94.298.010132226itVLspmH一旦已知原边电感PL和匝数pN,求出电感系数LA2ppLNLA(11.3)223321881094.2匝nHAL根据所选磁心lg,2042fAEL的一般如图1114所示曲线可求得气隙。如果没有曲线,或所得结果超过磁路长度的1时,可用下式计算气隙PePgLANl20(11.4)式中mmlg气隙长度(04710原边匝数pNmHLp原边电感(2mmAe磁心面积(。53.094.21408810427glmm11检测磁心磁通密度和饱和区间检测磁心的最大磁感应强度是必要的,这可确保提供一个最大工作值和饱和值之间的适度区间。在任何情况下,包括瞬时负载和高温,应避免磁心饱和。这可用两种方法来检测对变换器的测量或计算。①测量磁心饱和边界。注意这种检测方法对任何设计方法都行之有效。.把输入电压设置到仍能维持控制的最低值,本例中为85V左右。
编号:201311211137078756    大小:1.60MB    格式:DOC    上传时间:2013-11-21
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liyun上传于2013-11-21

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