自激式开关电源的原理.doc

58第3章 自激式开关电源的原理与应用自激式开关电源利用调整管、变压器辅助绕组构成正反馈通路，实现自激振荡，再借助反馈信号稳定电压输出。由于调整管兼作振荡管，所以无须专设振荡器，故所用的元器件较少，电路简单、成本低，在一定程度上简化了电路。由于自激式开关电源经济实用，目前仍有较多的电子设备采用自激式开关电源，比如手机充电器、打印机、自动化仪器仪表、电视机和显示器等。本章拟在讲述自激式开关电源基本电路的基础上，以几种变压器耦合型自激式开关电源的电路实例为载体，配合关键点的测试波形，剖析它们的工作原理，希望引领读者进入开关电源的万千世界。3-1 自激式开关电源的工作原理3.1.1 自激式开关电源的特点1自激式开关电源现在所有由市电供电的AC-DC设备，几乎全部采用变压器耦合型开关电源，也称为隔离型开关电源。功率管周期性通断，控制开关变压器初级绕组存储输入电源的能量，通过次级绕组进行能量释放。显然，开关电源的输入与输出是通过变压器的磁耦合传递能量的。由于变压器绕组之间是绝缘的，因此初次级绕组完全隔离，即“热地”和“冷地”是绝缘的，且绝缘电阻和抗电强度均可达到很高，这一特点对用电安全尤为重要。若开关管的激励脉冲是由变压器辅助绕组与开关管构成的正反馈环路自激振荡产生的，称为自激式开关电源。由于自激式开关电源的调整管兼作振荡管，因此无须专设振荡器。除非特别说明，本书讲述的自激式开关电源均是指自激式变压器耦合型开关电源，下面就介绍这方面的知识。2自激式开关电源的特点（1）自激式开关电源结构简单，生产制造成本低廉。（2）自激式开关电源的脉冲信号是自激振荡产生的，是一种非固定频率的变换电路，随输入电压和负载变化而变化，轻载时开关频率较高或间歇振荡，满载时频率会自动降低。（3）自激式开关电源在占空比D发生改变时，开关管的与相对值发生变化，因此D变化范围较小，一般小于50%。（4）自激式开关电源具备一定的自保护功能，一旦负载过重，必然破坏反馈条件，振荡将因损耗过大而减少或和间歇振荡，因此保护电路比较简单，这是自激式开关电源的一大优点。（5）自激式开关电源的电流峰值高、纹波电流大，由于工作频率随输入电压和负载电流变化而变化，在高功率、大电流工作时稳定性差，故仅适宜60W以下的小功率场合。由于许多办公设备、手机充电器和仪器仪表等在这个功率范围之下，故自激式开关电源的使用相当普遍。3.1.2 自激式开关电源的工作原理 有些文献称之为RCC变换器，RCC指Ringing Choke Converter，即阻尼振荡变换器。如图3-1所示为自激式开关电源的基本电路。是输入交流电压经整流的直流电压；是整流电压的滤波电容；是启动电阻；VT是功率开关管；、与变压器辅助绕组构成VT的振荡电路；T是开关变压器，初绕绕组用于储能及初、次级组能量耦合，辅助绕组产生正反馈信号；整流二极管VD和组成整流滤波电路，输出平滑的直流电压给负载供电。图3-1 自激式开关电源的基本电路初始上电时，电阻给VT提供在启动电流开始导通。VT一旦导通，变压器T初级绕组因有电流流过而发生自感，自感电动势的方向阻止电流的增大；另一方面，初级绕组同时与次级绕组、辅助绕组发生互感，次级绕组感应动势的方向使二极管VD反偏，辅助绕组感应动势的方向加速VT导通。当VT趋向于截止时，初级绕组因电流减小而发生自感，自感电动势的方向阻止电流的减小（此时初级绕组与电源电压顺向叠加），次级绕组感应动势的方向使二极管VD正偏，辅助绕组感应动势的方向加速VT截止。电压和电路波形如图3-2所示。VT导通（）期间，变压器T初级绕组从电源电压蓄积能量；在VT截止（）期间，变压器T蓄积的能量释放给负载。在VT从导通到截止转换瞬间，变压器初次级绕组依次出现峰值电流、 图中I1P、I2P是i1、i2的峰值电流，下标P为peak首字母。，见图3-2（a）、（b）所示。初、次级绕组均为脉冲电压，且相位相反，见图3-2（c）、（d）所示。为整流二极管导通压降，是的正脉冲，等于输出直流与二极管导通电压的叠加。结束时，变压器初级绕组感应电动势自由振荡返回到零。VT基极连接的辅助绕组也称正反馈绕组，因变压器互感产生正反馈信号控制VT的通断，即所谓自激振荡。由上述工作原理可知，自激式开关电源是以功率管和变压器为主要元件组成的开关变换电路，通过自激振荡将直流电变成初级侧的脉冲电压，通过变压器耦合到次级侧，再经二极管整流与电容滤波送往负载电路。在这种电路中，由于功率管起着开关及振荡的双重作用，省去了控制电路，因此电路比较简单。（b）期间（a）期间图3-2 电压和电流波形 一般来说，开关电源的初级绕组电压高、电流小，次级绕组电压低、电流大，而辅助绕组主要起正反馈控制作用，电压与电流均比较小。 图3-3 自激式开关电源的等效电路图3-3所示为自激式开关电源的分时等效电路，、分别为初、次级绕组的电感。图（a）期间开关管VT导通，T初级绕组两端所加电压为，次级侧滤波电容放电、电压降低，供给负载输出电流。这期间，变压器T初级绕组从直流电源吸收能量、电感励磁；整流二极管VD中无电流，故变压器初、次级绕组无相互作用。图（b）期间开关管VT截止，T初级绕组没有电流，故图中未画出。这期间，初级绕组吸收的能量耦合到次级侧，整流二极管VD导通，一边给电容充电、电压升高，一边给负载供电，变压器初级绕组释能、电感消磁。3.1.3 自激式开关电源简易电路自激式开关电源的简易电路如图3-4所示。它由电源输入滤波、整流滤波、启动及主开关、浪涌电压吸收、次级侧整流滤波和稳压检测等电路组成。关于电源输入滤波和整流滤波，在第二章中已经作了详细阐述，下面着重介绍主开关和各种保护电路。图3-4 自激式开关电源的简易电路1主开关电路主开关电路是保证输出电压稳定而通断整流平滑的直流电路，它是开关电源的重要组成部分。对于自激振荡开关电源来说，功率管VT1的集电极峰值电流是决定电源输出功率之值，它由开关管的基极电流与晶体管基区电荷存储效应时间 存储时间对应晶体管接收到关断信号到集电极电流下降到90%的时间，也就是饱和时基区的超量存储电荷的消散时间。存储时间与导通时的饱和深度有关，同时也跟关断电压和dv/dt有关。饱和度越深存储时间越长。决定。为了方便讲述，这里把基极驱动电路单独画出来，如图3-5所示。辅助绕组产生的正反馈电压，使晶体管VT1的基极电流按时间常数衰减，这期间等于，VT1的集电极电流从零线性增加 VT1的集电极电流就是变压器主绕组的电流，电感电流不能突变，要从零线性增加。当两端电压达到二极管VD2的正向压降时，电流经VD2流通，这之后因二极管VD2的箝位作用，为零，等于，VT1的集电极电流继续增加。VT1电流放大系数输入整流滤波电压变压器主绕组电感量电压晶体管基区电荷存储时间（a）基极驱动电路 （b）电流波形图图3-5 基极驱动电路及电流波形图当VT1的集电极电流增加到之后，在VT1存储电荷期间，还会继续增加，若增加接近（=）时，在VT1基极施加反偏电流，则VT1转为截止。的大小与有关，越小就越大。若这样确定以后，则当输入电压升高或输出电流减小时，有必要使VT1基极电流不需要的分量流经其它电路，VT2的其中一个作用就是为此而设（另一个用途是过流保护），这样就能保持输出电压稳定。电路中，辅助绕组经VD3、整流滤波后给光电耦合器（简称光耦）供电，输出端的电压变化经光耦反馈到输入侧，控制VT2分流VT1基极电流。当输出电压稍稍升高时，光耦中的LED光通量增加，光电管的集电极电流增大，导致VT2的基极电压升高，集电极电流增大，形成使VT1基极电流减小的负反馈闭环路。VT1基极电流一旦减小，集电极峰值电流也减小，变短，占空比减小，输出电压下降。另一方面，随输入电压升高、输出电流的减小而变短，因此输入电压最高，输出电流最小时最短。若输入电压升高、输出电流又下降某一极限值时，电路就不能维持正常振荡，产生如图3-6所示的间歇振荡，这时开关变压器会出现振动噪声。为了避免出现间歇振荡，必要时在输出端接假负载。图3-6 间歇振荡2过流保护电路在电源接通瞬间或输出短路时，光电耦合器停止工作，VT2为截止状态，此时正反馈电流全部流经VT1的基极。当输入电压较高时，基极电流与输入电压成比例增大，开关管集电极电流也成比例增大，这样，变压器就可能会达致磁饱和状态，VT1将因过流而损坏。为了保护VT1始终工作于安全工作区，有必要设置过流保护电路，防止开关管集电极无节制地增大。如图3-7所示是几种过流保护电路实例。最常见的是图（a）所示电路，采用专用的过流保护晶体管；图（b）所示电路用两只二极管替代晶体管，保护效果不如前者。在图（a）中，若过流检测电阻压降接近VT2的时，VT2开始导通，分流VT1的基极电流，防止VT1电流过大。显然，电阻阻值愈小、检测的动作电流愈大。在许多自激式开关电源中，该电阻取值为几欧姆以下，功率为12W。即便如此，一旦发生短路等严重故障，被烧毁的现象仍然非常普遍。在图（b）中，当VT1基极电压大于两只二极管的串联死区压降时二极管导通，分流VT1的基极电流，防止VT1电流过大。（a）晶体管保护 （b）二极管保护图3-7 过电流保护电路实例自激式开关电源简易电路的过流保护采用图3-7（a）方案，如图3-8所示。VT1电流放大系数输入整流滤波电压变压器主绕组电感量电压晶体管基区电荷存储时间 （a）过流保护电路 （b）工作波形图3-8 过流保护电路及工作波形当开关管VT1的集电极电流增加时，若过流检测电阻两端电压接近VT2的（VT2的达到1.2V以上），则VT1的基极电流被VT2分流，从而限制了VT1的集电极电流的增加，达到保护的目的。VT2的在数值上等于VT1的与的压降之和，VT1的基本为常数，的压降是VT1发射极电流在上作用的结果。由图3-8（b）可以看出，前沿VT2的电压上冲幅度较大，但此时VT1的集电极电流为零，由于=+，因此这个上冲幅度较大的电压是在上的体现，可见在前沿基极电流相当之大（即的初始分量）。当基极电流按阻容时间常数衰减并进入相对稳定值，集电极电流从零线性增加，且增加量远大于的稳定值（即的后续分量），故在前沿的转瞬之后，VT1发射极电流近似于的幅度增大。由此可见，VT2的由导通瞬间的急速增大、快速下降，进而以近似于斜率上升。3漏感电压尖峰吸收电路在反激式开关电源中，开关变压器兼起储能电感的作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态。为防止磁芯饱和需要较大的气隙，因此漏感比较大，电感值也相对较低。当功率管由导通变成截止时，变压器的绕组上会产生尖峰电压，该电压是由变压器漏感（即漏磁产生的自感）形成的，它与直流电压和感应电压叠加后很容易损坏功率管。为此，必须增加箝位保护电路，对尖峰电压进行箝位与吸收。通常使用RCD吸收电路加在变压器初级绕组两端，如图3-9所示。二极管VD1导通期间，开关管VT1两端的电压是输入电压与吸收电路中电容充电电压之和。二极管VD1导通瞬间，流经二极管VD1的电流峰值很大，等于开关管关断时变压器主绕组的峰值电流，但平均电流小。由波形可知，二极管VD1的电流斜率很陡（di/dt较大），故需要选用噪声特性良好的高压、高速二极管，比如快恢复，超快恢复二极管（不能用肖特基二极管，因其反向耐压较低）。此外，与其并联的小电容可以改善二极管VD1的噪声特性。输入整流滤波电压输出整流滤波电压变压器主绕组匝数变压器次级绕组匝数（a）吸收电路 （b）工作波形图3-9 吸收电路及工作波形4输出整流滤波电路输出整流滤波电路是由整流二极管、电解电容和电感组成，如图3-10所示。流经整流二极管的电流与功率管集电极电流变化趋势相反，在前沿最大，随后线性下降。输出电流有效值为平均电流的1.41.6倍。整流二极管上的反向电压为输出电压的23倍。输入整流滤波电压输出整流滤波电压二极管导通电压变压器主绕组匝数变压器次级绕组匝数（a）输出整流滤波 （b）工作波形图3-10 输出整流滤波电路及工作波形5稳压检测电路稳压检测电路是由光电耦合器、精密基准电源TL431和几个阻容元件组成，如图3-11（a）所示。稳压电路的作用把输出电压的变化转化为光电耦合器中光敏二极管发光量变化，该变光敏三极管的等效电阻，影响脉宽调制管的起控电压，进从控制调整管的占空比，最终稳定输出电压。在许多情况下，光电耦合器中的光敏二极管会并联一个电阻（1k以下），如图中虚线框内所示，这样TL431的工作电流比不并联电阻时要大，使TL431工作在线性区。另外，阻容电路（电阻与电容位置可以互换）并联于TL431的调整端（C）与参考端（R）之间，可以起到频率补偿之用。若把TL431内部功能框图与外面阻容电路结合在一起画出来，如图3-11（b）所示。少量电路中，不用电阻，直接用一只电容，其作用同此。若忽略TL431参考端的输入电流，则输出电压为式中，VREF是TL431参考端（R）对地电压，也是TL431内部的基准电压，VREF =2.5V。（a）稳压检测 （b）TL431频率补偿电路图3-11 稳压电路3-2 自激式开关电源的应用由于自激式开关电源经济实用，目前仍有较多电子产品采用自激式开关电源供电，下面就来介绍自激式开关电源在常见电子产品中的实际应用。特别说明，为了研究和观察的需要，笔者选用美国泰克公司出品的TDS2024B数字存储示波器，通过面板的“打印”功能，把示波器测试的波形图下载到U盘中，然后再转贴到文稿中。如图3-12所示为TDS2024B数字存储示波器面板示意图。图3-12 TDS2024B数字存储示波器3.2.1 简易手机充电器 原稿由笔者发表在2004年无线电第七期，当时测试的充电器与本节所用充电器基本相同，但内容有删改。如图3-13所示为深圳市某电子有限公司生产的简易手机充电器。产品规格：输入AC180240V，50/ 60Hz&0.1A；输出DC6.5V，500mA（MAX）。图3-13 自激式简易充电器如图3-14所示为自激式 简易手机充电器电路原理图。图3-14 自激式简易充电器电路原理图由于充电器的输出功率较小、体积小，所以没有设置电磁干扰抑制电路。市电经保险（也叫熔断电阻，兼具电阻和保险丝的双重功能）输入，D1D4桥式整流、滤波得到约300V的直流电压，经开关变压器T主绕组加到开关管（13001）集电极。轻载时，市电输入整流滤波后的直流电压约322V，如图3-15所示。通道CH1档位基准电平直流电压平均值整流滤波电压近似于锯齿波图3-15 整流滤波电压波形1自激振荡及工作波形初始上电时，电阻给开关管提供启动电流，一旦启动工作，断开系统仍能自激振荡，但断电后不能重新启动，故称启动电阻。导通时，集电极电流由零开始上升，主绕组（-）电感励磁储能，感应电压“上正下负”。根据变压器同名端可知，辅助绕组（-）感应正极性电压，经阻容振荡电路加到基极、加速其导通饱和；次级侧，二极管D8反偏截止。截止时，变压器绕组极性反转，辅助绕组形成使基极电流减小的正反馈、加速其截止，放电以准备进入下一个振荡周期；次级侧，二极管D8正偏导通，变压器次级释放能量供给负载。在图3-14中，充电时间设定了导通的最大脉冲宽度。实际上，在开关电源中，所谓开关管的饱和并非指手册上规定的集电极饱和电流，而是电容充电临近结束时，使加到开关管基极的正反馈电流减小，开关管达到的状态。也就是说，这种饱和是限制下的饱和，使开关管的减小，通过正反馈转入截止状态。本电源没有设计初、次级绕组的反馈通路，次级侧输出电压由稳压管D7的稳压参数设定，D7的稳压数值越大，输出电压越高。当负载一定时，电容两端电压约为5.7V，等于D7的反向击穿电压与的之和。若由于某种原因致使输出电压升高，两端电压也升高，D7的击穿电流增大，促使提前导通、分流基极电流，使提前达致转折点，的通态时间变短，储能电感的储能减小，开关电源的输出电压必然降低这就是的脉宽调制功能。（1）Q1基极和集电极电压波形用数字存储示波器测量基极和集电极电压波形，如图3-15所示。开关频率通道挡位CH1振幅约占8格，指示Q1集电极脉冲电压幅度：8div50V/div=400VCH2振幅约占3格，指示Q1基极脉冲电压幅度：3div500mV/div=1.5V图3-15 Q1集电极（CH1）和基极（CH2）电压波形由图3-15可见，开关管的基极、集电极均为高频脉冲电压，前者脉冲上升沿与后者脉冲下降沿、前者脉冲下降沿与后者脉冲上升沿，在导通时间上均为同步关系，在控制关系上二者反相。需要指出的是，无论脉冲上升沿或下降沿均不如它激式开关电源陡峭（参见第4章），这是自激式开关电源的特点。在图3-15中，导通期间（）集电极电压为零；截止期间（），集电极电压（不计截止瞬间的尖峰脉冲）接近400V。该电压是输入电源整流滤波直流电压与主绕组自感电压之和，因为这期间主绕组感应电压“下正上负”，所以叠加电压远高于输入电源整流滤波电压。顺便提一下，图3-15右下角96.4234kHz为开关管工作频率 自激式开关电源振荡频率与输入电压和负载大小有关。负载一定，但市电随机波动影响输入电压轻微变化，因此示波器测试的开关频率会轻微变动，小数点后的数字会跳变。，会随输入电压及负载而变化。阅读资料工程实践中，刚刚接触开关电源的新手往往会犯一个共同的致命错误：拿测试普通电路的方法测开关电源！如图3-16（a）所示为示波器直接测试是开关电源高压侧的原理简图。由于示波器“保护地（G）”与探头地在仪器内部直接相连（同时也接机壳），当探头地连接到开关电源的“热地”时，一旦接通电源，开关电源的保险管就会立即烧毁。这是因为火线（L）经保险管、整流二极管和探头地连接到“保护地”上，而“保护地”和零线（N）通过大地是连在一起的，即电网的火线（L）与零线（N）经过保险管、二极管构成回路，故，一定会烧毁保险管。如图3-16（b），市电电网经变比为1:1的隔离变压器输出交流电，次级绕组两端没有火线（L）与零线（N）之分，只有电压的相对高低。当探头地连接到开关电源的“热地”时，次级绕组两端均通过相应的整流二极管、探头地连接到“保护地”上，但隔离变压器的初次级绕组均不会被短路，开关电源可以安全工作。当然，如果工作现场隔离变压器，可以考虑把示波器中间的接地线与插座的接地线断开。不过，当示波器探头地连接到开关电源的“热地”时，示波器外壳与市电只隔了一只二极管，所以对人体是危险接的。另外，由于示波器接地线断开，其内部开关电源产生的共模干扰无法滤除，可能会起影引起仪器的稳定性和测量精度。（a）不经隔离变压器测试，错误 （b）经隔离变压器测试，正确图3-16 示波器测试开关电源的方法（2）基极和发射极电压波形用数字存储示波器测量基极和发射极电压波形，如图3-16所示。CH2振幅约占3格，指示Q1基极脉冲电压幅度：3div500mV/div=1.5VCH1振幅约占2.5格，指示Q1发射极脉冲电压幅度：2.5div200mV/div=0.5V图3-16 Q1发射极（CH1）和基极（CH2）电压波形发射极电压是在形成上的压降，因只能从发射极经流到地，由图3-16可见，发射极电压只能大于或等于零。根据测试的电压峰值约472mV，可计算出发射极电流峰值约为100mA（=472mV/4.7）。关掉通道CH2（基极），放大通道CH1（发射极电压）波形，如图3-16所示。发射极脉冲电压的前沿有瞬时上冲、随即下降的情况，这是基极电流的作用，该电流以指数下降，随后集电极电流线性增加且占主导地位，发射极电压以近似集电极电流的斜率线性增加。1.52s开关频率图3-16 Q1发射极（CH1）电压波形根据图3-16所示波形数据，可计算出开关电源的占空比，方法如下：启用数字存储示波器的复合测量按钮，测量出的导通时间约为1.52us，开关频率约为98.5Hz。由于调整管的开关频率98.5Hz，则10.15（s）占空比为13.2%（3）辅助绕组和基极电压波形用数字存储示波器测量辅助绕组和基极电压波形，如图3-17所示。36VCH2振幅约占3格，指示Q1基极脉冲电压幅度：3div500mV/div=1.5VCH1振幅约占1.8格，指示辅助绕组脉冲电压幅度：1.8div20V/div=36V图3-17 辅助绕组（CH1）和Q1基极（CH2）电压波形由图3-16可见，辅助绕组与基极为同步的脉冲电压，前者电压幅度大约36V，后者电压幅度大约1.5V。当导通时辅助绕组电压“上正下负”，端的电压峰值接近36V，该电压是辅助绕组感应电压与电容两端电压的叠加；当截止时辅助绕组电压“上负下正”，由于开关二极管D5的箝位作用，端的电压为-0.6V。虽然辅助绕组的脉冲电压幅度较大，但经阻容电路（和）限制之后，加到开关管基极的电压幅度却比较小。2过流保护及直流输出过流检测电阻是一个非常关键的元件，两端电压与发射极电流成正比。当两端电压接近的时，开始导通、分流基极电流，对进行保护。若电流过大，则饱和，截止。顺便提一下，实际工程应用中，次级侧整流D8（1N5819）常设在图中B位置，方向为“左正右负”。发光二极管D9用于电源指示。3充电器的拓扑电路结构不同但功能相同的电路称为拓扑电路。如图3-18所示为简易手机充电器的拓扑电路（东莞某电子公司采用之）。变压器初级侧电路结构稍有不同（虚线框内），但原理本质与工作效果是一样的。图3-18 充电器的拓扑电路正反馈绕组经D5、整流滤波产生负电压，大小约等于稳压二极管D7的击穿值。D7分流开关管的基极电流，负电压越大分流越多、导通时间越短。因此D7设定了输出电压，D7的稳压数值越大，输出电压越高。过流检测电阻与组成过流保护电路，工作原理同简易手机充电器。有些公司为了节省成本干脆把去掉（也随之省了），在稳压二极管的负极与地之间串接一只几千欧的电阻用作D7的限流，电路结构进一步简化。但简化电路的安全性、可靠性都降低了，当电路工作异常时，开关管和会同时烧毁坏。3.2.2 带有反馈控制电路的简易手机充电器如图3-19所示为中山市某电子有限公司生产的USB接口充电器。厂家为了节约成本，把交流输入采用半波整流，高压侧的电路结构与简易手机充电器相同，只有个别元件参数不同而已。为了保持输出的直流电压稳定，该电路初、次级之间有光电耦合器提供反馈控制信号。通过光电耦合器中LED检查输出电压的变化，改变光电耦合器中三极管的导通程度，进而控制分流基极电流，调整的导通时间，改变占空比，稳定输出电压。由于的阻值较小，压降可以忽略不计，故输出电压约为光电耦合器中LED的压降（经验数据约为1V）和稳压二极管D7的稳压数值二者之和。发光二极管D5用于电源指示。发光二极管D6用于大电流充电指示只有充电电流大到在电阻的压降为0.6V以上D6才亮。因为若发光二极管D6点亮，则电阻的压降为0.6V，因此则流过的电流为=0.6V/2=300（mA）若负载所需更大电流时，的电流继续增大，其电压可增至0.7V以上。此后，将由三极管发射结增补输出电流，二者叠加，满足负载的需要。（a）实物图（b）电路原理图图3-19 带有反馈控制电路的简易充电器3.2.3 具有输出短路保护功能的镍氢电池充电器 原稿由笔者发表在2004年无线电第八期，本文有删改。具有短路保护功能的镍氢电池充电器电路如图3-20所示，下面分析其工作原理。图3-20 具有短路保护功能的电池充电器原理图本电路的强电部分与“简易手机充电器”中的电路基本相同，变压器规格尺寸也相同，区别仅在开关管VT1改为中功率管13003，并增加稳压反馈控制电路。另外，由于输出功率较大，变压器各相绕组的匝数也不相同。1稳压控制电路次级绕组电压经VD5、整流滤波后得到直流电压，经、分压加到IC2（TL431）参考端（R），通过光电耦合器控制VT1的通断，调整输出电压。根据TL431的工作原理，输出电压为式中，=2.5V。代入图中参数，得（V）提示：是指相对于GND2的电压，这是因为IC2（TL431）的参考地为GND2。考虑到正常充电时的压降，故滤波电容两端的电压比高。2待机指示电路当电路不接电池时，开关电源间歇振荡工作。电阻与IC3（TL431）构成2.5V基准电压，一路送到IC1的脚（运放2单元的反相端）。另一路经、分压后加到IC1（LM393）的脚（运放1单元的反相端），由于（1M）是（10k）的100倍，故脚电压约为25mV。由于没有接入电池，充电回路无电流流过，（0.5/1W）压降为零，故IC1的脚（运放1单元的同相端）与GND2相同，为零电平。此时，运放1单元反相端电压高于同相端，故脚输出为低电平，此时共阳极发光二极管的黄灯（LED-1）亮。共阳极发光二极管的导通电压差不多，由于黄灯（LED-1）的箝位作用，红灯（LED-2）负极接与的节点（电压约为2.37V），因此红灯不能点亮。也就是说待机时，黄灯亮、红灯灭。待机时，LM393两个运放单元各端电压如表：运放1单元约为零伏约25mV约为零伏运放2单元VT4临界导通（虚高）2.5V接近电源电压3充电指示电路接入2节镍氢电池后，若电池电压较低 镍氢电池电压变化范围较小，电用完时电压约为1.2V，充满电时约为1.45V。，经、（滤除杂波）分压加到IC1的脚（运放2单元的同相端）电压低于IC1的脚电压。此时，运放2单元反相端电压高于同相端，故脚输出为低电平，VT4导通为电池充电。若充电电流大于50mA，则的压降大于25mV，由于运放1单元同相端电压高于反相端，脚输出为高电平，黄灯熄灭，此时二极管共阳极电压被抬高，红灯点亮。随着充电的进行，电池电压逐渐升高，当BATT+相对于GND2点电压升高接近2.875V时，IC1的脚电压接近于2.5V，脚输出电压升高，VT4基极电流减小，输出电流相应减小。若减小到接近50mA时，的压降接近25mV，运放1单元的、脚电压比较接近，脚输出电压下降，此时红、黄灯同时点亮，但亮的程度不同。由于它们封在一个管壳内，总的显示效果为橙红色。随着充电的继续进行，充电电流更小，输出电压更低，黄灯点亮程度变得更大、红灯点亮程度变得更小。整个充电过程中，随着充电电流由大变小、发光二极管从红色橙红色橙黄色逐渐转变，当充电电流小于50mA时，几乎为黄色。充电时，LM393两个运放单元各端电压如下表：运放1单元从电源电压逐渐降低到零约25mV充电电流与R11之积，随充电电流减小而减小运放2单元电池经R16与R17的分压，随电池电压升高而升高2.5V从零逐渐升高到电源电压4输出短路保护电路若由于某种原因充电电流过大，比如超过450mA时，则的压降为540mV（即GND2的电位高于GND1），该电压经加到VT3基极，VT3开始轻微导通，由光电耦合器通过一系列反馈，调整输出电压降低。充电电流越大，的电压越大，VT3导通程度愈强，调整输出的电压越低。即使输出短路，电路依然有输出电压，该电压由VT4的、和分摊，次级绕组不会被损坏，故障排除后电路仍能恢复正常工作状态。3.2.4 惠普HP1018打印机开关电源目前许多打印机使用自激式开关电源，根据功能和打印方式的不同，打印机可分为针式打印机、票据打印机、喷墨打印机、激光打印机等多种。如图2-21所示为惠普HP1018激光打印机开关电源原理图，它主要由市电交流输入及变换、定影系统供电、主电源等电路构成，各部分电路工作原理如下。1市电输入及变换开关电源输入电路是指高频干扰抑制、整流和滤波电路，其作用是把电网的工频交流电变换为平滑的直流电，给开关电源提供输入电压，并抑制和滤除输入端的高频双向干扰。有关输入电路各元器件的作用可参见第2章之表2-1。2定影系统供电及控制通电后，打印机CPU经由接插件J201之19、21脚送入高电平，因J201的7脚为+5V（来自于主控板），与均导通。其中，导通，经光耦SSR101（3SF21）给双向可控硅（BCR5KM）提供触发信号致其导通；导通，继电器RL101触点吸合，此时市电通过接插件J101为陶瓷片供电加热。当加热陶瓷片的温度达到185左右时，J201之19脚变为低电平，截止、关断，陶瓷片加热停止，与此同时，微处理器发出指令使“准备好”灯点亮。另外，该机具有节能功能。如果在设定时间内打印机仍未工作，则J201之21脚变为低电平，截止、继电器RL101触点释放，机器进入待机状态。双向可控硅主回路两端并联的SQ101是一个阻容串联复合体，复合体电阻为120，电容为0.1F/AC275V。在可控硅关断瞬间，阻容复合体吸收感性负载的瞬变高压（也可以理解为“剩余能量”），保护可控硅。这种阻容复合体吸收电路，在交流市电的可控硅供电系统中已经成为必选。图3-21 惠普HP1018打印机开关电源原理图3主电源该机是由功率管（2SK2700是MOSFET）和开关变压器T501为核心构成的自激式开关电源。（1）开关管Q501的开关过程输入整流滤波电压约300V，一路经保险电阻（0.22）、T501主绕组加到开关管漏极（D）；另一路经加到栅极（G），提供启动电压。正反馈绕组经阻容元件与开关管组成振荡电路，既是开关管又是振荡管。高压电容（680pF/1kV）并联在的漏-源极之间，用于抑制关断瞬间产生的浪涌电压。导通时为正极性电压，一方面经、和送到功率管栅极加速其导通；由于是电压控制型元件，栅极所需的电流极少，这期间两端电压变化较小。另一方面经（12k）给（0.047F）充电，约0.6V时开始导通，正电压被发射结箝位。由于充电时间常数较大，故在导通一段时间后才导通，迫使截止。截止时为负极性电压，一方面经、D502和（D502旁路）到栅极加速其截止；另一方面经和D503给放电（和D503旁路），促使退出导通，转为截止。继续放电约-0.6V时D501开始导通，因此负电压被D501箝位。如图3-22所示为A点为参考电位，测得的功率管栅极的电压波形，栅极电位始终高于A点电位，振幅在约为1.6V。3.6V2V图3-22 以原理图A点为参考电位功率管栅极的电压波形由上述分析可知，栅极通路充、放电的通路不同，发射结并联电容充、放电的通路也不同，它们均是充电时间常数大、充电慢，放电时间常数小、放电快。的充电时间设定了开关管导通的最大脉冲宽度，在此脉宽之内受控于脉宽调制管；其充电慢、放电快有利于快速截止。充电慢是为了满足具有最大导通脉冲宽度，放电快是便于进入下一个控制周期。（2）稳压控制次级侧，整流管DA501（FCH10U15）是共阴极（肖特基）二极管，FU501是延时型可恢复保险丝（防止输出短路）。整流后的脉动电压，经由、和组成的型滤波器，变成纹波很小的直流电。稳压电路受光耦PC501和集成运放IC501B控制。与ZD501组成二极管稳压电路产生4.6V基准电压，经加到IC501B反相端（脚）；另一方面，输出电压经、 HP1018开关电源板用预留跳线的方式设计成几种电阻短路或开路的组合（这几个电阻就是因此而设计），通过误差放大器与基准电压比较，控制输出多种电压类型，适应不同电压的打印机使用。和串联产生采样电压，经加到IC501B同相端（脚）。如图3-22所示，由于某种原因导致输出电压升高，则IC501B同相端电压升高，输出端（脚）电压随之降低，光耦PC501光电二极管发光增强（导通电压约1V），光电晶体管的等效电阻减小。此时，栅极正脉冲电压经、PC501对充电速度加快，提前导通，提前截止，占空比变小，输出的电压随之下降，从而实现稳压控制。图3-22 稳压控制原理图由上述工作原理分析，则输出电压为（V）式中，4.6V为稳压二极管ZD501的参数。代入原理图中电阻元件参数，可得24.3（V）电路中，与串联后，并联在IC501B同相输入端与输出端之间，用作频率补偿。（3）过压保护过压保护电路主要由IC501C和光电耦合器PC502组成。与ZD503组成二极管稳压电路加到IC501C反相端（9脚），电压为4.6V；输出电压经和采样加到IC501C同相端（10脚）。当集成运放IC501B或光耦PC501出现异常时，引起开关电源输出电压达到约30V时（），IC501C的同相端（10脚）达到4.6V，集成运放脚输出高电平（实测为7.5V），经加到光耦PC502的脚，这时PC501接替PC501控制，进而影响功率管，稳定30V电压不再上升。综上所述，是脉冲宽度调制管，最大脉宽受制于的充电时间，影响因素正反馈绕组、光耦PC501和PC502；并联于的发射结，故的慢充、快放模式决定着的工作方式。需要指出的是，当脉宽调制管异常时，会产生开关管击穿或输出电压高的严重故障。4工作波形测试（1）栅极和漏极的电压波形由于TDS2024B数字存储示波器满屏幕最大显示电压为400V（=8div50V/div），而开关管漏极脉冲电压可达六、七百伏以上，为了在当前屏幕中截取开关管漏极脉冲电压的完整波形，选用变比2：1隔离变压器把市电降到110V本书以下章节所测试的波形图，除非特别说明，均是指电源为AC110V条件测得。，此时开关管漏极脉冲电压振幅减小，如图3-24所示。CH2振幅约占5.2格，指示Q501栅极脉冲电压幅度：5.2div1V/div=5.2V1、CH1振幅约占6.8格，指示Q501漏极脉冲电压幅度：6.8div50V/div=340V2、Q501关断时漏极电压波形以高频振铃衰减。340V5.2V图3-24 Q501漏极（CH1）和栅极（CH2）电压波形由图3-24可见，开关管漏极、栅极均为高频脉冲电压，二者反相，频率约为94kHz。在完全导通期间栅极为正脉冲、漏极电压为零，完全截止期间栅极为负脉冲、漏极电压（不计截止瞬间的尖峰脉冲）约为340V，该电压是输入直流电压（约165V）与初级绕组自感电动势（约175V）的叠加。由于电路中没有设计RCD吸收电路，故截止瞬间，因变压器漏感造成的尖峰电压很高。笔者曾尝试增加一个RCD吸收电路，为82k/2W，为4700pF/1kV，D为FR107，把漏感造成的尖峰电压降低50V以上。实际测试证实两个现象：一、负载加重，振荡频率减小，导通脉宽增大，栅极和漏极的电压振幅稍有增大；二、空载时呈现间歇振荡，如图3-25所示。开关频率 （a）负载加重，频率减小 （b）空载时呈现间歇振荡图3-25 不同负载时电压波形（2）漏极和次级绕组的电压波形由于变压器初、次级绕组之间没有电气联系，若要测量漏极和次级绕组的电压波形，需要把“热地”与“冷地”连接（测量之后断开），如图3-26所示。26V22VCH2振幅约占2.4格，指示次级绕组脉冲电压幅度：2.4div20V/div=48V1、CH1振幅约占6.8格，指示Q501漏极脉冲电压幅度：6.8div50V/div=340V2、Q501关断时漏极电压波形以高频振铃衰减。 图3-26 Q501漏极（CH1）和次级绕组（CH2）电压波形（1）当导通时，初级绕组自感电动势等于电源电压，电压极性为“上正下负”，此时感应的电压极性为“上负下正”，二者反相。当截止时，初级绕组极性反转，漏极电压高达340V，远高于电源电压，故初级绕组的电压极性为“上负下正”，此时感应的电压极性为“上正下负”，二者仍然反相。综上所述，变压器初次级绕组电压极性反相，所以这种自激式开关电源在能量控制及输出方式上讲，属于反激式开关电源。（3）辅助绕组和栅极的电压波形如图3-27所示为辅助绕组和栅极的电压波形，二者同相。辅助绕组正负脉冲幅度相当，振幅约为10V（5V）。栅极脉冲是辅助绕组电压经充电与放电通路元件作用栅极的结果，振幅约为5.2V（-1.2V+4V），正脉冲控制是否导通（大于栅-源极电压才能导通）。CH1振幅约占2格，指示辅助绕组脉冲电压幅度：2div5V/div=10VCH2振幅约占2.6格，指示Q501栅极脉冲电压幅度：2.6div2V/div=5.2V2.4V4V1.2V 5V5V图3-27 辅助绕组（CH1）和栅极（CH2）的电压波形（3）基极和栅极的电压波形如图3-28所示为功率管栅极和脉宽调制管基极的电压波形。由于阻值较小，可以认为栅极的电压波形就是集电极的电压波形（注：笔者把短路测试，波形与在路时基本一样）。由图3-28可见，基极和栅极的电压波形均为脉冲交流电压。基极正负电压脉冲幅度相当，栅极正脉冲电压幅度高于负脉冲。当基极电压接近峰值时（约0.7V）导通，拉低栅极电压漏极电流减小，变压器所有绕组的电压极性反转，加速的截止进程，故决定功率管的导通时间。当基极电压从负值上升，栅极电压同步上升到开启电压（约2.4V）时导通，变压器所有绕组的电压极性回转，加速的导通进程。0.65V0.65VCH2振幅约占2.6格，指示Q501栅极脉冲电压幅度：2.6div2V/div=5.2VCH1振幅约占2.76格，指示Q502基极脉冲电压幅度：2.76div500mV/div=1.38V图3-28 基极（CH1）和栅极（CH2）的电压波形综上所述，脉宽调制管的基极电压既受正反馈绕组的控制，又受PC501控制，极端情况下也会受PC502控制，故基极电压峰值是几种因素的共同结果。正常工作时，PC501在控制导通与否时起决定性作用。3.2.5 兄弟牌MFC7420多功能一体机开关电源兄弟牌MFC7420是集打印、复印、电话、传真和扫描5种功能为一体的办公设备，其所用的开关电源及电路原理图如图2-29所示。这个电路与HP1018电源有许多相似之处，它主要由市电交流输入及变换、定影系统供电、主电源等电路构成，各部分电路工作原理如下。1市电输入及变换市电220V由电源三插输入，SW1是电源开关；F1为10A保险管；是X电容，滤除差模干扰信号；电阻串联为提供放电通路，防止电击；J102为“加热辊供电”接插件；Z1是压敏电阻，防止电网浪涌电压损坏开关电源；F2（250/T2.5AH，指250V、2.5A额定电压与电流，T为延时之意）为延时保险管 延时保险开关瞬间的电流大于几倍正常工作电流，尽管这种电流峰值很高，但是它出现的时间很短，称为脉冲电流。普通的保险丝承受不了这种电流，这样的电路中就要用到延时保险丝，若使用更大规格的保险丝，那么当电路过载时又得不到保护。延时保险丝的熔体经特殊加工而成，它具有吸收能量的作用，调整能量吸收量就能使它即可以抗住冲击电流又能对过载提供保护。；市电经共模扼流圈送至整流滤波电路，经整流二极管D10D13整流和（56uF/400V）滤波，得到300V的直流电。2定影系统供电及控制通电后，打印机CPU经由接插件CN101之脚（RELAY-ON）送入高电平，导通、继电器RL1吸合；与此同时，CN101之脚（HEAT-ON）变为送入低电平，非线性光耦PC2（4SF21）动作，双向可控硅TRA1（BCR8PM：BCR是Renasas公司的型号，8是8A，PM是TO-220F封装）因有触发信号而导通。此时，市电通过连接器J102为加热陶瓷片供电。如果在设定时间内打印机仍未工作，则CN101之脚变为低电平，截止，RL1释放，机器进入待机状态。双向可控硅TRA1主回路两端并联的压敏电阻和电容起保护可控硅之用。是在磁环上绕制而成的电感，用于抑制差模干扰。图3-29 兄弟MFC7420多功能机开关电源电路原理图3主电源该机是由功率管（2SK2717是MOSFET）和开关变压器T1为核心构成的自激式开关电源。（1）输入电路输入整流滤波电压约300V，一路经开关变压器T1主绕组加到漏极（D）；另一路由与分压，经送到栅极（G），提供启动电压。由于远远小于串联电阻，故栅-源极所加电压在MOSFET安全工作范围之内。T1辅助绕组与功率管组成开关振荡电路，既是开关管，又是振荡管。高压电容（470pF/2kV）并联在的漏-源极之间，用于抑制关断瞬间电感产生的浪涌电压。（2）功率管Q1开关过程图3-30中，当辅助绕组为正极性电压时，的充电时间设定了导通的最大脉冲宽度，在此脉宽之内受控于调频调宽管。当辅助绕组为正极性电压时，一方面经、加速导通；另一方面经D4整流，脉动直流电压通过给充电，当电压高于0.6V时开始促使脉宽调频管导通，拉低栅极电压，限定导通时间。是充电电荷的自由泄放电阻。光耦PC1光电晶体管可以视为受输出电压控制的可变电阻，与串联后构成对充电的另一支路。光电晶体管等效电阻愈小，充电速度愈快，愈快导通，愈快截止、占空比减小，反之亦反。当辅助绕组为负极性电压时，一方面经、拉低栅极电压，加