逆变器的Vf控制及仿真毕业论文.doc

湘潭大学毕业设计说明书题 目：逆变器的v/f控制及仿真 学 院： 专 业： 学 号： 姓 名： 指导教师： 完成日期： 目录摘 要2abstract3第一章 引言51.1逆变器概述51.2逆变器研究意义5第二章 逆变器的原理62.1 逆变电路62.2 换流方式142.3 调制方式162.3 本章小结33第三章 逆变器的控制方式333.1 v/f控制原理333.2 pq控制原理343.3 本章小结35第四章 基于spwm的逆变器v/f控制及仿真354.1 逆变器数学建模及其v/f控制系统的设计354.2 基于matlab的spwm逆变器v/f控制的仿真404.3 本章小结45第五章 基于svpwm的逆变器v/f控制及仿真455.1主电路仿真模型465.2控制电路仿真模型475.3仿真结果及分析485.4 本章小结48第六章 结论49参考文献50致 谢52摘 要微电网代表着电力系统新的发展方向，正在成为当前的研究热点。微电网中的大多数微电源通过逆变器接入系统，因此对微电源的控制即为对其逆变器的控制。无论微电网是并网运行还是独立运行，都需要对内部的各个微电源逆变器进行有效地控制，以维持电压和频率在允许变化的范围之内，从而满足负荷对电能质量的要求。因此，研究微电源逆变器的控制技术，解决逆变电源的并联组网问题，是研究和发展微电网技术的关键技术之一。本文以三相电压型逆变器在两相旋转坐标系中的数学模型为基础，详细分析了逆变器的v/f控制，并依据工程设计方法和原则对相应的控制器进行了设计;此外，还针对v/f控制的电压电流双闭环控制系统推导了其逆变器输出阻抗的表达式，基于输出阻抗xr的原则对电压环和电流环的控制器参数进行优化。在matlab/simulink仿真环境中，搭建了微电网及逆变器控制系统模型，通过对不同运行方式下的仿真，分析了系统的动态性能。关键词:spwm;逆变器;v/f控制;svpwm;abstractmicro grid represents power system new development direction, are becoming the current research hotspot. most of micro grid power through the inverter access micro of micro system, therefore the control is the power of the inverter control. whatever micro grid is parallel operation or independent operation, all need to inner each micro power inverter to effectively control to maintain voltage and frequency of the scope of the allow the change, which meet the requirements of the quality of electric power load. therefore, the micro power inverter control technology, solve the problem of inverter power supply network, is parallel research and development micro one of the critical technologies of grid. taking three-phase voltage type inverter in two phase rotation system based on the mathematical model, and detailed analysis of the inverter v/f control, and based on engineering design methods and principles to the corresponding controller design; in addition, still in v/f control the voltage current double closed loop control system of the inverter is derived based on the expressions of the output impedance x r output impedance of the principle of voltage loop and current loop controller parameters are optimized. in matlab/simulink condition, built micro electric network and inverter control system model, through different operational modes of simulation, the analysis of system dynamic performance.keywords: spwm; inverter; v/f control; svpwm第一章 引言1.1逆变器概述人类在开发利用能源的历史长河中，以石油、天然气和煤炭等化石能源为主的时期，仅是一个不太长的阶段，它们终将走向枯竭而被新的能源所取代。人类必须及早寻求新的替代能源。研究和实践表明，太阳直接辐射到地球的能量丰富，分布广泛，可以再生，不污染环境，是国际社会公认的理想替代能源l。根据国际权威机构的预测，到21世纪50年代，即2050年，全球直接利用太阳能的比例将会发展到世界能源结构中的13%一15%之间，而整个可再生能源在能源结构中的比例将大于50%。由此可见，太阳能将是目前大量应用的化石能源的主要替代能源之一。我国有着十分丰富的太阳能资源，据估算全国每年平均太阳能电力为1700twhz，为目前装机容量的多倍，且太阳能发电清洁、无污染，在我国有着十分广阔的前景。日前，我国大中城市的能源供需矛盾日益突出，所以在城市中大规模地实施和推广太阳能并网光伏发电将是大势所趋。相对于其他绿色能源，太阳能在发电利用方面除了具有绿色能源本身的优点外，还具有一些独特的优势:(l)机动灵活:发电系统可以按能量需要决定模块大小，扩容方便。(2)通用性:发出的电能并入市电，通过市电网络传输，利用。(3)可存储性:太阳能系统可以加入蓄电池储存电能。(4)分布式电源:不但大幅节省远程输变电设备的费用以及线路损耗，而且可以提高整个电力系统的安全可靠性，尤其在抵御自然灾害和战备时。(5)光伏建筑集成:节约土地占用以及投入成本，这是太阳能发电最独特的地方，也是目前研究的热点方向。光伏发电是指利用光伏电池板将太阳光辐射能量转换为电能的直接发电形式，光伏发电系统是由光伏电池板、控制器、储能等环节组成，将太阳能转换为可利用的电能。逆变器是光伏发电系统的关键部分。常用的光伏逆变电路有:方波逆变器、阶梯波逆变器、正弦波pwm逆变器。除了这些逆变电路外，光伏并网逆变器还采用了两电平逆变器和三电平中性点箱位逆变器。1.2逆变器研究意义逆变技术就是通过功率半导体器件（例如scr,gto,gtr,igbt和功率mosfet等）的开通和关断作用，把直流电能变换成交流电能的一种电能变换技术。在我们的周围，正在越来越多的使用各种用电设备，它们或者直接由50hz交流电供电，或者由交流电变换的各种不同电压的直流电以及直流电再次变换的交流电供电。据统计，在发达国家已有40%的电能经过各种变换处理，而到2010年，将有80%的电能需要经过电力电子技术的变换器处理再应用，这其中就包括将直流电转换为交流电的逆变技术。因此逆变技术在节约电能方面占有重要的位置。随着煤、石油和天然气等主要能源的即将耗尽，新能源的开发和利用越来越受到人们的重视。利用新能源的关键技术就是如何将新能源转化为电能，并与电网并网发电。逆变技术能够将蓄电池、太阳能电池和燃料电池等其它新能源转化的电能与电网并网发电2-4。因此，逆变技术在新能源的开发和利用领域也起着至关重要的作用。另一方面，随着信息技术和internet技术的飞速发展，信息化和网络化建设的步伐正在加快，数据安全日益成为各个行业普遍关注问题。保障数据中心的供电可靠性是保证数据安全的关键一环，因此必须在数据中心配备高性能高可靠的不间断电源系统（ups）。逆变器是ups系统的关键组成部分，因此要提高ups的性能，就必须对提高逆变器的性能，尤其是可靠性做进一步的研究。另外，随着航空科技和航空电子的快速发展，飞机电源系统正在由集中式转向分布式。分布式电源和分布式配电布局提高了供电系统的冗余度，增强了容错能力和不中断供电能力，可以大幅度提高供电的可靠性并降低电源和配电系统的重量。而研究新型化模块化的航空静止变流器对构成分布式电源系统，进一步提高功率密度和电能转换效率极为重要。总之，逆变技术广泛应用在各类重要的工业场合，是一种重要的电能变换技术。进一步提高逆变器的性能，尤其是进一步提高逆变器的可靠性和功率密度具有重要的现实意义。第二章 逆变器的原理2.1 逆变电路与整流相对应，逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器，传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现，但由于其含有较大成分低次谐波等缺点，近十余年来，由于电力电子技术的迅速发展，全控型快速半导体器件bjt，igbt，gto等的发展和pwm 的控制技术的日趋完善，使spwm 逆变器得以迅速发展并广泛使用。pwm 控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过控制电压脉冲宽度和周期以达到变压目的或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术。把直流变成交流电称为逆变。当交流侧接在电网上，即交流侧接有源时，称为有源逆变；当交流侧与负载连接时，称为无源逆变。在不加说明的时候，逆变电路一般多指无源逆变电路。逆变电路经常和变频的概念联系在一起，如变频电路有交交变频和交直交变频两种形式。交直交变频电路由交直变换电路和直交变换电路两部分组成，前一部分属于整流电路，后一部分就是这里所要研究的逆变电路。逆变电路的应用非常广泛，在已有的各种电源中，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变电路。另外，交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置使用非常广泛，其电路的核心部分就是逆变电路。变流电路在工作过程中不断发生电流从一个支路向另一个支路的转移，这就是换流。换流方式在逆变电路中占有突出的地位。逆变电路可以从不同的角度进行分类，如可以按换流方式分，按输出的相数分，也可以按直流电源的性质分。若按直流电源的性质分，可分为电压型和电流型两大类。逆变电路最基本的工作原理：改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率，如图2.1图2.3。、闭合，、断开时，负载电压uo为正。、断开，、闭合时，负载电压uo为负。 图2.1 逆变电路及其波形举例图2.2 、闭合，、断开时电路图2.3 、闭合，、断开时电路电阻负载时，负载电路的分类是按照直流侧的电源性质分类：直流侧是电压源电压型逆变电路，又称为电压源型逆变电路（voltage source type inverter-vsti）直流侧是电流源电流型逆变电路，又称为电流源型逆变电路（current sourcetype inverter-vsti）。电流和，的波形相同，相位也相同；阻感负载时，相位滞后于，波形也不同。2.1.1 电压型逆变电路（1）单相半桥电压型逆变电路 工作原理：v1和v2栅极信号在一周期内各半周正偏、半周反偏，两者互补，输出电压为矩形波，幅值为。v1或v2通时，和同方向，直流侧向负载提供能量；或通时，和反向，电感中贮能向直流侧反馈。、称为反馈二极管，它又起着使负载电流连续的作用，又称续流二极管。图2.4(a) 单相半桥电压型逆变电路图2.4(b) 单相半桥电压型逆变电路工作波形 由此可见，单相半桥电压型逆变电路的优点是：电路简单，使用器件少；但也有不可避免的缺点：输出交流电压幅值为，且直流侧需两电容器串联，要控制两者电压均衡。 因此，其经常应用于几kw以下的小功率逆变电源。单相全桥、三相桥式都可看成若干个半桥逆变电路的组合。（2）单相全桥电压型逆变电路 如图2.5所示，电压型全桥逆变电路共四个桥臂，可看成两个半桥电路组合而成。桥臂1和4作为一对，桥臂2和3作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对桥臂交替导通180。其输出电压和电流波形与半桥电路形状相同，也是矩形波，但幅值高出一倍，。输出电流也类似半桥逆变电路。如若改变输出交流电压的有效值只能通过改变直流电压来实现。 在阻感负载时，还可采用移相的方式来调节逆变电路的输出电压，这种方式称为移相调压。移相调压的实际上就是调节输出电压脉冲的宽度。在图2.5(a)的单相全桥逆变电路中，各igbt的栅极信号为180正偏，180反偏，并且v1和v2的栅极信号互补，v3和v4的栅极信号互补，但是v3的基极信号不是比v1落后180，而是只落后（0180）。v3、v4的栅极信号分别比v2、v1的前移180-。输出电压是正负各为的脉冲。改变就可调节输出电压。图2.5(a) 电压型全桥逆变电路图2.5(b) 相全桥逆变电路的移相调压方式（3）三相电压型逆变电路用三个单相逆变电路可组合成一个三相逆变电路。但在三相逆变电路中，应用最广的是三相桥式逆变电路。采用作为开关器件的电压型三相桥式逆变如图2.6，看做是由三个半桥逆变电路组成。和单相半桥、全桥逆变电路相同，电压型三相桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式，即每个桥臂的导电角度为，同一相（即同一半桥）上下两臂交替导电，各相开始导电的角度差。这样，在任一瞬间有三个桥臂同时导通。因为每次换流都是在同一相上下两臂之间进行的，因此也被称为纵向换流。图2.6 三相电压型桥式逆变电路负载各相到电源中点的电压：对于相输出来说，当桥臂1通时，当桥臂4通时，。因此，的波形是幅值为的矩形波。、两相的情况和相类似，、的波形形状和相同，只是相位依次差120。负载线电压uuv，uvw，uwu可以由下式求出 （2-1） 设负载中点与直流电源假想中点之间的电压为，则负载各相的相电压分别为 （2-2） 负载中点和电源中点间电压： （2-3）设负载为三相对称负载，则有，所以可得 （2-4）即unn波形为矩形波，但其频率为uun频率的3倍，幅值为其1/3，即为ud/6。负载已知时，可由uun波形求出iu波形。一相上下两桥臂间的换流过程和半桥电路相似。桥臂1、3、5的电流相加可得直流侧电流id的波形，id每60脉动一次，直流电压基本无脉动，因此逆变器从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的，电压型逆变电路的一个特点。在上述180导电方式逆变器中，为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源短路，应采取“先断后通”的方法。即先给应关段的器件关段信号，待其关段后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间。（4）带中心抽头变压器的逆变电路图2.7 带中心抽头变压器的逆变电路(a) 交替驱动两个igbt，经变压器耦合给负载加上矩形波交流电压；(b) 两个二极管的作用也是提供无功能量的反馈通道；(c) 和负载参数相同，变压器匝比为1：1时，u0和i0波形及幅值与全桥逆变电路完全相同。与全桥电路的比较：比全桥电路少用一半开关器件；器件承受的电压为2ud，比全桥电路高一倍；必须有一个变压器 。由上面几种类型的电压型逆变器可以总结出电压型逆变电路的特点：直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动；输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同；阻感负载时需提供无功功率。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。2.1.2 电流型逆变电路近几年来，适用于电流型逆变器的新型器件不断出现(例如可双向关断igbt)，使得电流型逆变器中串联的二极管不再必需，解决了串联二极管的损耗问题。另一方面，国际和国内超导技术近年来都取得了突破性的进展，将能有效解决电流型逆变器储能电感的效率问题。电流型pwm逆变器的应用正越来越受到国内外研究者们的重视，电流型pwm逆变器技术的研究不仅对我国光伏发电产业的发展具有重要意义，对风能、燃料电池等新能源的并网也具有借鉴作用，对我国发展节约型社会、对国民经济的持续发展均具有重要意义。如前所述，直流电源为电流源的逆变电路称为电流型逆变电路。实际上理想直流电流源并不多见，一般是在逆变电路直流侧串联一个大电感，因为大电感中的电流脉动很小，因此可以近似看成直流电流源。电流型逆变电路主要特点：(a)直流侧串大电感，电流基本无脉动，相当于电流源；(b)交流输出电流为矩形波，与负载阻抗角无关。输出电压波形和相位因负载不同而不同；(c)直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管；电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多；换流方式有负载换流、强迫换流。和电压型逆变电路有所不同，前面所列举的各种电压型逆变电路都是采用全控型器件，换流方式为器件换流。采用半控型器件的电压型逆变电路已很少应用。而电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。就其换流方式而言，有的采用负载换流，有的采用强迫换流。（1） 单相桥式电流型电路电路原理：如图2.8所示，电路由四个桥臂构成，每个桥臂的晶闸管各串联一个电抗器，用来限制晶闸管开通时的，各桥臂的之间不存在互感。使桥臂1、4和桥臂2、3以10002500的中频轮流导通，就可以在负载上得到中频交流电。该电路是采用负载换相工作方式的，要求负载电流略超前于负载电压，即负载略呈容性。实际负载一般是电磁感应线圈。图中r和l串联即为感应线圈的等效电路。因为功率因数很低，故并联补偿电容器c。电容c和l、r构成并联谐振电路，故这种逆变电路也被称为并联谐振式逆变电路。负载换流方式要求负载电流超前于电压，因此补偿电容应使负载过补偿，使负载电路总体上工作在容性小失谐的情况下。因为是电流型逆变电路，故其交流输出电流波形接近矩形波，其中包含基波和各奇次谐波，且谐波幅值远小于基波。因基波频率接近负载电路谐振频率，故负载电路对基波呈现高阻抗，而对谐波产生低阻抗，谐波在负载电路上产生的压降很小，因此负载电压的输出波形接近正弦波。图2.8 单相桥式电流型（并联谐振式）逆变电路工作分析：(a)：vt1和vt2稳定导通阶段，时刻前在c上建立了左正右负的电压；(b)：时触发和开通，进入换流阶段；(c)lt使、不能立刻关断，电流有一个减小过程。、电流有一个增大过程；(d)4个晶闸管全部导通，负载电容电压经两个并联的放电回路同时放电；(e)、到c；另一个经、到c；(f) 在时刻，即 =时刻过零，时刻大体位于和的中点；(g)t=时，、电流减至零而关断，换流阶段结束。= 称为换流时间。晶闸管需一段时间才能恢复正向阻断能力，换流结束后还要使、承受一段反压时间。= - 应大于晶闸管的关断时间。这样才可以保证晶闸管的可靠判断。在理论分析中，为了简化分析，常认为负载参数不变，逆变电路的工作频率也是固定的。但在实际工作过程中，感应线圈的参数是随时间变化的，为了保证电路正常工作，必须使工作频率能适应负载的变化而自动调整，这种控制方式称为自励方式，即逆变电路的触发信号取自负载端，其工作频率受负载谐振频率的控制而比后者高一个适当的值。与自励式相对应，固定工作频率的控制方式称为他励方式。自励方式存在着起动问题，因为系统未投入运行时，负载端没有输出，无法取出信号。解决这一问题的方法之一是先用他励方式，系统开始工作后再转入自励方式。令一种方法是附加预充电起动电路，即预先给电容器充电，起动时将电容能量释放到负载上，形成衰减振荡，检测出振荡信号实现自励。（2） 三相电流型逆变电路电路分析：图2.9(a)是典型的电流型三相桥式逆变电路，这种电路的基本工作方式是导电方式。即每个臂一周期内导电120，按照从到的顺序每隔60依次导通。这样，每个时刻上桥臂组的三个臂和下桥臂组的三个臂都各有一个臂导通。换流时，是在上桥臂组或下桥臂组的组内依次换流，为横向换流。每个时刻上下桥臂组各有一个臂导通，换流方式为横向换流。波形分析：输出交流电流波形和负载性质无关，正负脉冲各120的矩形波。下图给出了逆变电路的三相输出交流电流波形及线电压的波形。输出电流和三相桥式可控整流电路在大电感负载时的交流电流波形相同。因此，它们的谐波分析表达式也相同。输出线电压波形和负载性质有关，图2.9(b)中给出的波形大体是正弦波，但叠加了一些脉冲，这是由于逆变器中的换流过程而产生的。 图2.9(a) 电流型三相桥式逆变电路图2.9(b) 电流型三相桥式逆变电路的输出波形2.2 换流方式换流：电流从一个支路向另一个支路转移的过程，也称为换相。研究换流方式，主要是研究如何使器件关断。一般来说，换流方式可分为以下几种：1. 器件换流利用全控型器件的自关断能力进行换流称为（devicecommutation）。在采用igbt、电力mosfet、gto、gtr等全控型器件的电路中，其换流方式即为器件换流。2. 电网换流由电网提供换流电压称为电网换流（line commutation）。这种换流方式不需要器件具有门极可关断能力，也不需要为换流附加任何元件，但是不适用于没有交流电网的无源逆变电路。3. 负载换流由负载提供换流电压称为负载换流（load commutation）。凡是负载电流的相位超前于负载电压的场合，都可以实现负载换流。当负载为电容性负载时，媃中实现负载换流。另为，当负载为同步电动机时，由于可以控制励磁电流使负载呈现为容性，因而也可以实现负载换流。负载电流的相位超前于负载电压的场合，都可实现负载换流。图2.10(a)是基本的负载换流电路，4个桥臂均由晶闸管组成。整个负载工作在接近并联谐振状态而略呈容性。直流侧串电感，工作过程可认为 基本没有脉动。负载对基波的阻抗大而对谐波的阻抗小。所以接近正弦波。注意触发、的时刻必须在过零前并留有足够的裕量，才能使换流顺利完成。图2.10(a) 负载换流电路图2.10(b) 负载换流工作波形4. 强迫换流 设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反向电压或反向电流的换流方式称为强迫换流（forced commutation）。强迫换流通常用附加电容上所储存的能量来实现，因此也称为电容换流。如图2.11(a)由换流电路内电容直接提供换流电压，称为直接耦合式强迫换流；如图2.11(b)通过换流电路内的电容和电感的耦合来提供换流电压或换流电流，称为电感耦合式强迫换流。当晶闸管vt处于通态时，预先给电容充电。当s合上，就可使vt被施加反压而断。先使晶闸管电流减为零，然后通过反并联二极管使其加上反向电压。也叫电流换流。图2.11(a) 直接耦和式强迫换流原理图图2.11(b) 电感耦合型强迫换流原理图2.3 调制方式逆变器的pwm控制技术是多电平逆变器研究中一个相当关键的技术，它与多电平逆变器拓扑结构的提出是同生的，因为它不仅决定多电平逆变器的实现与否，而且对多电平逆变器的电压输出波形质量、系统损耗的减小与效率的提高都有直接的影响。合适的pwm控制方式保证系统高性能和高效率的运行。在传统的两电平逆变器的控制中，提出并应用的pwm控制方案已经有许多种，尤其是微处理器应用于pwm技术实现数字化后，又不断有新的pwm技术出现。从最初追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦；从效率最优，转矩脉动最小，再到消除噪声等，pwm控制技术在两电平中的应用已经日臻完善。上述pwm控制思想也可以推广到多电平逆变器的控制中。由于多电平逆变器的pwm控制方法是与其拓扑紧密联系的，不同的拓扑有不同的特点，具有不同的性能要求。多电平逆变器控制的目标多、性能指标要求也高。pwm技术的的应用十分广泛，目前中小功率的逆变电路几乎都采用了pwm技术。它使电力电子装置的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。pwm控制技术正是有赖于在逆变电路中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。常用的pwm技术包括：正弦脉宽调制（spwm）、选择谐波调制（shepwm）、电流滞环调制（chpwm）和电压空间矢量调制（svpwm）。2.3.1 spwm 调制pwm（pulse width modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形。pwm控制技术的重要理论基础是面积等效原理，即：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。把正弦半波分成n等分，就可以把正弦半波看成由n个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。如果把这些脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就可得到图1所示的脉冲序列，这就是pwm波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的pwm波形，也称为spwm波。owtud-ud 图2.31 单极性spwm控制方式波形上图所示的波形称为单极性spwm波形，根据面积等效原理，正弦波还可等效为图2.32中所示的pwm波，这种波形称为双极性spwm波形，而且这种方式在实际应用中更为广泛owtud-ud 图2.32 双极性spwm控制方式波形pwm逆变电路可分为电压型和电流型两种，目前实际应用的几乎都是电压型电路，因此本节主要分析电压型逆变电路的控制方法。要得到需要的pwm波形有两种方法，分别是计算法和调制法。根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算pwm波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需pwm波形，这种方法称为计算法。由于计算法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。与计算法相对应的是调制法，即把希望调制的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的pwm波形。通常采用等腰三角波作为载波，在调制信号波为正弦波时，所得到的就是spwm波形。下面具体分析单相和三相逆变电路双极性控制方式。图2.33是采用igbt作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。图2.33 单相桥式pwm逆变电路单相桥式逆变电路双极性pwm控制方式：在的半个周期内，三角波载波有正有负，所得pwm波也有正有负，其幅值只有两种电平。同样在调制信号和载波信号的交点时刻控制器件的通断。正负半周，对各开关器件的控制规律相同。当时，给v1和v4导通信号，给v2和v3关断信号。如0，v1和v4通，如0，vd1和vd4通，= 。当时，给v2和v3导通信号，给v1和v4关断信号。如0，vd2和vd3通，=- 。这样就得到图2所示的双极性的spwm波形。图2.34是采用igbt作为开关器件的三相桥式电压型逆变电路。图2.34 三相pwm逆变电路当时，给v1导通信号，给v4关断信号，；当时，给v4导通信号，给v1关断信号，。 当给v1(v4)加导通信号时，可能是v1(v4)导通，也可能是vd1 ( vd4 )导通。、和的pwm波形只有两种电平。波形可由、得出，当1和6通时，=，当3和4通时，=，当1和3或4和6通时，=0。、的波形可同理得出。2.3.2 svpwm 调制空间电压矢量(space vector pwm)法和载波调制等方法不同，它是从电动机的角度出发，着眼于如何使电机获得复制恒定的圆形磁场，即正弦磁通。它以三相对称正弦波电压供电时交流电动机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们比较的结果决定逆变器的开关，形成pwm波形。由于它把逆变器和电机看做一个整体来处理，所得模型简单，便于微机实时控制，并具有转矩脉动小，噪声低，电压利用率高的优点，因此目前无论在开环控制系统还是闭环控制系统中均得到广泛应用。svpwm是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽 可能接近于理想的正弦波形。空间电压矢量pwm与传统的正弦pwm不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。 svpwm技术与spwm相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。下面将对该算法进行详细分析阐述。svpwm基本原理：svpwm 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成pwm 波形。逆变电路如图 2.35 示。设直流母线侧电压为udc，逆变器输出的三相相电压为ua、ub、uc，其分别加在空间上互差120的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量 ua(t)、ub(t)、uc(t)，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120。假设um为相电压有效值，f为电源频率，则有： （2-5）其中，则三相电压空间矢量相加的合成空间矢量 u(t)就可以表示为： （2-6）可见 u(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值的1.5倍，um为相电压峰值，且以角频率=2f按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量 u(t)在三相坐标轴（a，b，c）上的投影就是对称的三相正弦量。图 2.35 逆变电路由于逆变器三相桥臂共有6个开关管，为了研究各相上下桥臂不同开关组合时逆变器输出的空间电压矢量，特定义开关函数为： （2-7）(sa、sb、sc)的全部可能组合共有八个，包括6个非零矢量 ul(001)、u2(010)、u3(011)、u4(100)、u5(101)、u6(110)、和两个零矢量 u0(000)、u7(111)，下面以其中一 种开关 组 合为 例分 析，假设， 此 时图2.36 矢量u4（100） （2-8）求解上述方程可得：uan=2ud /3、ubn=-u d/3、ucn=-ud /3。同理可计算出其它各种组合下的空间电压矢量，列表如下：表 2-1 开关状态与相电压和线电压的对应关系sasbsc矢量符号线电压相电压uabubcucauanubnucn000u0000000100u4udc00110u6udcudc0010u20udcudc011u30udcudc001u100udc101u5udc0udc111u7000000图 2.37 给出了八个基本电压空间矢量的大小和位置其中非零矢量的幅值相同（模长为 2udc/3），相邻的矢量间隔 60，而两个零矢量幅值为零，位于中心。在每一个扇区，选择相邻的两个电压矢量以及零矢量，按照伏秒平衡的原则来合成每个扇区内的任意电压矢量，即： （2-9）或者等效成下式： （2-10）其中，uref 为期望电压矢量；t为采样周期；tx、ty、t0分别为对应两个非零电压矢量 ux、uy 和零电压矢量 u 0在一个采样周期的作用时间；其中u0包括了u0和u7两个零矢量。式（1-6）的意义是，矢量 uref 在 t 时间内所产生的积分效果值和 ux、uy、u 0 分别在时间 tx、ty、t0内产生的积分效果相加总和值相同。 由于三相正弦波电压在电压空间向量中合成一个等效的旋转电压，其旋转速度是输入电源角频率，等效旋转电压的轨迹将是如图1-3 所示的圆形。所以要产生三相正弦波电压，可以利用以上电压向量合成的技术，在电压空间向量上，将设定的电压向量由u4(100)位置开始，每一次增加一个小增量，每一个小增量设定电压向量可以用该区中相邻的两个基本非零向量与零电压向量予以合成，如此所得到的设定电压向量就等效于一个在电压空间向量平面上平滑旋转的电压空间向量，从而达到电压空间向量脉宽调制的目的。svpwm 法则推导：三相电压给定所合成的电压向量旋转角速度为，旋转一周所需的时 间为 ；若载波频率是 ，则频率比为 。这样将电压旋转平面等 切 割 成 个 小 增 量 ，亦 即 设 定 电 压 向 量 每 次 增 量 的 角 度 是 ： （2-11）今假设欲合成的电压向量uref 在第区中第一个增量的位置，如图2.38所示，欲用 u4、u6、u0 及 u7 合成，用平均值等效可得： （2-12）图2.38 电压空间向量在第区的合成与分解在两相静止参考坐标系（，）中，令 uref 和 u4 间的夹角是，由正弦定理可得： （2-13）因为 |u 4 |=|u 6|=2udc/3 ，所以可以得到各矢量的状态保持时间为： （2-14）式中 m 为 svpwm 调制系数（调制比）， m=|uref|/udc 。而零电压向量所分配的时间为：t7=t0=(ts-t4-t6 ) /2 （2-15）或t7 =(ts-t4-t6 ) （2-16）得到以 u4、u6、u7 及 u0 合成的 uref 的时间后，接下来就是如何产生实际的脉宽调制波形。在svpwm 调制方案中，零矢量的选择是最具灵活性的，适当选择零矢量，可最大限度地减少开关次数，尽可能避免在负载电流较大的时刻的开关动作，最大限度地减少开关损耗。一个开关周期中空间矢量按分时方式发生作用，在时间上构成一个空间矢量的序列，空间矢量的序列组织方式有多种，按照空间矢量的对称性分类，可分为两相开关换流与三相开关换流。下面对常用的序列做分别介绍。7段式svpwm：我们以减少开关次数为目标，将基本矢量作用顺序的分配原则选定为：在每次开关状态转换时，只改变其中一相的 开关状态。并且对零矢量在时间上进行了平均分配，以使产生的 pwm 对称，从而有效地降低 pwm 的谐波分量。当 u4(100)切换至 u0(000)时，只需改变 a 相上下一对切换开关，若由 u4(100)切换至 u7(111)则需改变 b、c 相上下两对切换开关，增加了一倍的切换损失。因此要改变电压向量 u4(100)、u2(010)、 u1(001)的大小，需配合零电压向量 u0(000)，而要改变 u6(110)、u3(011)、u5(100)， 需配合零电压向量 u7(111)。这样通过在不同区间内安排不同的开关切换顺序， 就可以获得对称的输出波形，其它各扇区的开关切换顺序如表 2-2 所示。表 2-2 uref 所在的位置和开关切换顺序对照序uref 所在的位置开关切换顺序三相波形图区（060）0-4-6-7-7-6-4-0区（60120）0-2-6-7-7-6-2-0区（120180）0-2-3-7-7-3-2-0区（180240）0-1-3-7-7-3-1-0区（240300）0-1-5-7-7-5-1-0区（300360）0-4-5-7-7-5-4-0以第扇区为例，其所产生的三相波调制波形在时间 ts 时段中如图所示，图中电压向量出现的先后顺序为 u0、u4、u6、u7、u6、u4、u0，各电压向量的三相波形则与表1-2 中的开关表示符号相对应。再下一个 ts 时段，uref 的角度增加一个，利用式（1-9）可以重新计算新的 t0、t4、t6 及 t7 值，得到新的 合成三相类似新的三相波形；这样每一个载波周期ts就会合成一个新的矢量，随着的逐渐增大，uref 将依序进入第、区。在电 压向量旋转一周期后，就会产生 r 个合成矢量。5段式svpwm：对7段而言，发波对称，谐波含量较小，但是每个开关周期有6次开关切换，为了进一步减少开关次数，采用每相开关在每个扇区状态维持不变的序列安排，使得每个开关周期只有3次开关切换，但是会增大谐波含量。具体序列安排见下表。表2-3 uref 所在的位置和开关切换顺序对照序uref 所在的位置开关切换顺序三相波形图区（060）4-6-7-7-6-4区（60120）2-6-7-7-6-2区（120180）2-3-7-7-3-2区（180240）1-3-7-7-3-1区（240300）1-5-7-7-5-1区（300360）4-5-7-7-5-4svpwm 控制算法：通过以上 svpwm 的法则推导分析可知要实现svpwm信号的实时调制，首先需要知道参考电压矢量 uref 所在的区间位置，然后利用所在扇区的相邻两电压矢量和适当的零矢量来合成参考电压矢量。图2.38是在静止坐标系（，）中描述的电压空间矢量图，电压矢量调制的控制指令是矢量控制系统给出的矢量信号 uref，它以某一角频率在空间逆时针旋转，当旋转到矢量图的某个 60扇区中时，系统计算该区间所需的基本电压空间矢量，并以此矢量所对应的状态去驱动功率开关元件动作。当控制矢量在空间旋转 360后，逆变器就能输出一个周期的正弦波电压。合成矢量 uref 所处扇区 n 的判断：空间矢量调制的第一步是判断由 u 和 u所决定的空间电压矢量所处的扇区。假定合成的电压矢量落在第 i 扇区，可知其等价条件如下：0arctan(u/u)0 ，u0 且u/ u0 ， 且u/ |u|u0 且-u/ uu0 ，u0 且u/ uuu0 ，u0 且-u/u0 ，则 a=1，否则 a=0； 若u 20 ，则 b=1，否则 b=0；若u30 ，则 c=1，否则 c=0。可以看出 a