某轧机直流电动机调速系统设计

运动控制系统综合训练报告题目某轧机直流电动机调速系统设计学生姓名学号指导教师答辩日期摘要直流电动机是最早出现的电动机，也是最早能实现调速的电动机。长期以来，直流电动机一直占据着调速控制的统治地位。由于它具有良好的线性调速特性，简单的控制性能，高的效率，优异的动态特性尽管近年来不断受到其他电动机（如交流变频电机、步进电机等）的挑战，但到目前为止，它仍然是大多数调速控制电动机的优先选择。双闭环直流调速系统是一个复杂的自动控制系统，是目前直流调速系统中的主流设备，具有调速范围宽、平稳性好、稳速精度高等优点，在理论和实践方面都比较成熟的系统，在拖动领域中发挥着极其重要的作用。近年来，直流电动机的结构和控制方式都发生了很大变化。随着计算机进入控制领域以及新型的电力电子功率原件的不断出现，使采用全控型的开关功率元件进入脉宽调制（PULSEWIDTHMODULATION,简称PWM）控制方式已成为绝对主流。这种控制方式很容易在单片机控制中实现，从而为直流电动机控制数字化提供了契机。关键字直流调速双闭环控制PWM三相桥式IGBT目录摘要第一章绪论1第二章直流调速系统的方案确定221系统的技术数据要求222直流调速系统的方案选择223双闭环直流调速系统的静特性6第三章主电路和励磁回路的设计与分析731PWM变换器介绍762励磁回路的选择10第四章主电路元部件及参数计算1141整流变压器容量计算1142IGBT管的参数1143三相不可控桥整流二极管选择1344滤波电容选择1445交流侧过电压保护1546直流侧过电压保护1647过电流保护设计1748励磁回路变流变压器容量的计算和选择1849整流元件晶闸管的选型22第五章PWM控制直流调速系统控制电路设计2251PWM信号发生器2552励磁回路晶闸管触发电路设计22直流调速系统的方案选择25第六章双闭环调速系统调节器的动态设计61电流调节器的设计2762转速调节器的设计29总结35参考文献36第一章绪论直流电动机具有良好的起制动性能，易于在广泛范围内平滑调速，在需要高性能可控电力拖动的领域中得到了广泛的应用。直流拖动控制系统在理论上和实践上都比较成熟，而且从反馈闭环控制的角度来看，它又是交流拖动控制系统的基础，所以首先应该掌握好直流系统。从生产机械要求控制的物理量来看，电力拖动自动控制系统有调速系统，位置随动系统，张力控制系统，多电动机同步控制系统等多种类型，而各种系统往往都通过控制转速来实现的，因而调速系统是最基本的拖动控制系统。直流调速的电枢和励磁不是耦合的，是分开的，对电枢电流和励磁电流能够做到精确控制；而交流调速，电枢电流和励磁电流是耦合的，是无法做到精确控制的。因此在轧机、造纸等对力矩要求很高行业，直流调速还是具有广泛性直流调速器具有动态响应快、抗干扰能力强优点。我们知道采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程，按照反馈控制规律，电流负反馈就能得到近似的恒流过程。问题是希望在启动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不让电流负反馈发挥作用，因此我们采用双闭环调速系统。直流调速系统在理论上和实践上都比较成热，从控制技术的角度来看，它又是交流调速系统的基础，因此，直流调速系统的应用研究有实际意义。在工程实践中，有许多生产机械要求在一定的范围内进行速度的平滑调节并且要求有良好的静、动态性能。由于直流电动机具有极好的运行性能和控制性能，尽管它不如交流电动机那样结构简单、价格便宜、制造方便、维护容易，但长期以来，直流调速系统一直占据垄断地位。由于全数字直流调速系统的出现，目前，直流调速系统仍然是自动调速系统的主要形式。第二章直流调速系统的方案确定21系统的技术数据要求采用转速、电流负反馈构成双闭环调速系统主回路采用三相全控桥不可逆系统。励磁回路采用三相桥式晶闸管变流装置供电，构成励磁电流闭环系统控制。技术数据（1）直流电动机数据电动机型号Z262,220V，685A，1500RPM，允许过载倍数，电枢回路电阻，系统运动部RVCEMIN/92051240AR分的转动惯量。276NGD（2）要求达到的性能指标，电流超调量，转速无静差，且空,0S5L载起动到额定转速时的转速超调量。1N22直流调速系统的方案选择221直流调速系统简介2211工作原理图21表示是一台最简单的两极直流电机模型，它的固定部分定子上，装设了一对用直流励磁的主磁极N和S，在旋转部分转子上装设电枢铁心。定子与转子之间有一气隙。电枢铁心上装置了由A和X两根导体连成的电枢线圈，线圈的首端和末端分别接到两个圆弧形的铜片上，此铜片称为换向片,换向片之间互相绝缘。由换向片构成的整体称为换向器，固定在转轴上。在换向片上放置着一对固定不动的电刷B1和B2，当电枢旋转时，电枢线圈通过换向片和电刷与外电路接通。图21最简单的两极直流电机模型如果将直流电压直接加到线圈AX上，导体中就有直流电流通过。设导体中的电流为，I载流导体在磁场中将受到电磁力的作用，线圈上的电磁转矩则为式中，BILFAXABILDTDA为电枢的外径。由于电流为恒定，一周中磁通密度的方向为一正一负，因此电磁转矩TXA将是交变的，I无法使电枢持续旋转。然而在直流电动机中，外加电压并非直接加于线圈，而是通过电刷B1、B2和换向器再加到线圈上，这样情况就不同。因为电刷B1和B2静止不动，电流总是I从正极性电刷B1流入，经过处于N极下的导体，再经处于S极下的导体，由负极性电刷B2流出；故当导体轮流交替地处于N极和S极下时，导体中的电流将随其所处磁极极性的改变而同时改变其方向，从而使电磁转矩的方向始终保持不变，并使电动机持续旋转。此时换向器起到将外电路的直流，改变为线圈内的交流的“逆变”作用。这就是直流电动机的工作原理。2112运行特性直流电动机的运行特性主要有两条一条是工作特性，另一条是机械特性，即转速转矩特性。分析表明，运行性能因励磁方式不同而有很大差异，下面主要对并励电动机的运行特性加以研究。工作特性是指电动机的端电压UUN，励磁电流IFIFN时，电动机的转速N、电磁转矩TE和效率与输出功率的关系，即N，。由于实际运行中较易测得，且ET2PAI随的增大而增大，故也可把工作特性表示为N，。上述条件中，AI2PEF为额定励磁电流，即输出功率达到额定功率、转速达到额定转速时的励磁电流。FNNNN先看转速特性。从电动势公式和电压方程可知2PFNNCEEA（21）AEEAIRU上式通常称为电动机的转速公式。此式表示，在端电压U、励磁电流均为常值的条件下，FI影响并励电动机转速的因素有两个一是电枢电阻压降；二是电枢反应。当电动机的负载增加时，电枢电流增大，使电动机的转速趋于下降；电枢反应有去磁作用时，则使转ARI速趋于上升；这两个因素的影响部分地互相抵消，使并励电动机的转速变化很小。实用上，为保证并励电动机的稳定运行，常使它具有稍微下降的转速特性。并励电动机在运行中，励磁绕组绝对不能断开。若励磁绕组断开，0，主磁通将迅FI速下降到剩磁磁通，使电枢电流迅速增大。此时若负载为轻载，则电动机的转速迅速上升，造成“飞车”；若负载为重载，所产生的电磁转矩克服不了负载转矩，则电动机可能停转，使电枢电流增大到起动电流，引起绕组过热而将电机烧毁。这两种情况都是危险的。机械特性是指，励磁回路电阻常值时，电动机的转速与电磁转矩的关系NUFR。ETFN2213电动机的起动与调速1直流电动机的启动直流电动机接到电源以后，转速从零达到稳态转速的过程称为起动过程。对电动机起动的基本要求是起动转矩要大；起动电流要小；起动设备要简单、经济、可靠。直流电动机开始起动时，转速，电枢的感应电动势，电枢电阻0N0NCEEA又很小，因而起动电流将达到很大的数值，常须加以限制。另一方面，起动ARARUI转矩，减小起动电流将使起动转矩随之减小。这是互相矛盾的。通常采用保证ATEIC足够的起动转矩下尽量减小起动电流的办法，使电动机起动。直流电动机常用的起动方法有三种直接起动；接入变阻器起动；降压起动。2直流电动机速度的调节电动机是用以驱动生产机械的，根据负载的需要，常常希望电动机的转速能在一定甚至是宽广的范围内进行调节，且调节的方法要简单、经济。直流电动机在这些方面有其独到的优点。直流电动机转速和其他参量之间的稳态关系可表示为EKIRUN式中转速（R/MIN）；N电枢电压（）；U电枢电流（）；I电枢回路总电阻（）；R励磁磁通（B）；由电机结构决定的电动势常数。EK在上式中，是常数，电流是由负载决定的，因此调节电动机的转速可以有三种方法I调节电枢供电电压；减弱励磁磁通；改变电枢回路电阻。UR对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢电压的方式为最好。改变电阻只能实现有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速（额定转速）以上作小范围的弱磁升速。因此，自动控制的直流调速系统往往以变压调速为主1。222调速方案选择PWM脉冲宽度调制技术，通过对微处理器输出的一系列数字脉冲宽度进行调制，等效地获得模拟电路所需的波形，从而实现对模拟电路控制的一种有效技术。采用PWM技术可以避免传统调速系统模拟电路容易随时间飘移、产生一些不必要的热损耗、以及对噪声敏感等缺点，且PWM调速系统低速特性好，动态抗干扰能力强的特点由此来实现直流电机的启动、停止、加速、减速、正转、反转以及速度的动态显示，并且大幅度提高了转速显示的精确性。223调速电路方案本电机调速系统采用脉宽调制方式,与晶闸管调速相比,技术先进,可减少对电源的污染。为使整个系统能正常安全地运行,设计了过流、过载、过压、欠压保护电路,另外还有过压吸收电路。确保了系统可靠运行。224控制方案选择速度与电流双闭环调速系统是20世纪60年代在国外出现的一种新型的调速系统。70年代以来,在我国的冶金、机械、制造以及印染工业等领域得到日益广泛的应用。双闭环调速系统是由单闭环自动调速系统发展而来的。单闭环调速系统使用了一个比例积分调节器组成速度调节器可以得到转速的无静差调节。从扩大调速范围的角度来看,单环系统已能基本上满足生产机械对调速的要求。但是,任何调速系统总是需要启动与停车的,从电机能承受的过载电流有一定限制来看,要求启动电流的峰值不要超过允许数值。为达到这个目的,采用电流截止负反馈的系统,它能得到启动电流波形,见图21实线所示。波形的峰值正好达到直流电动机所允许的最大冲击电流,其启动时间为。DMI1T图21带有截止负反馈系统启动电流波形实际的调速系统,除要求对转速进行调整外,很多生产机械还提出了加快启动和制动过程的要求,例如可逆轧钢,龙门刨床都是经常处于正反转工作状态的,为了提高生产率,要求尽量缩短过渡过程的时间。从图21启动流变化的波形可以看到,电流只在很短的时间内就达到了最大允许值,而其他时间的电流均小于此值,可见在启动过程中,电机的DMI过载能力并没有充分利用。如果能使启动电流按虚线的形状变化,充分利用电动机的过载能力,使电机一直在较大的加速转矩下启动,启动时间就会大大缩短,只要就够了。上2T述设想提出一个理想的启动过程曲线,其特点是在电机启动时,启动电流很快加大到允许过载能力值,并且保持不变,在这个条件下,转速得到线性增长,当开到需要的大DMIN小时,电机的电流急剧下降到克服负载所需的电流值,对应这种要求可控硅整流器的FZI电压在启动一开始时应为,随着转速的上升,也上升,达到稳DMIRDMEURCN定转速时,。这就要求在启动过程中把电动机的电流当作被调节量,使FZEUCN之维持在电机允许的最大值,并保持不变。这就要求一个电流调节器来完成这个任务。带有速度调节器和电流调节器的双闭环调速系统便是在这种要求下产生的。如下图22图22转速、电流双闭环直流调速系统原理框图（注ASR转速调节器ACR电流调节器TG直流测速发电机TA电流互感器UPE电力电子装置UN转速给定电压UN转速反馈电压UI电流给定电压UI电流反馈电压）为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接，如图36所示。这就是说把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫内环；转速调节环在外边，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器都采用调节器。采PI用型的好处是其输出量的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。后面PI需要调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。双闭环调速系统的静特性在负载电流小于最大电流时表现为转速无静差，这时，MAXDI转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到后，转速调节器饱和，电流调节器起AXD主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个调节器分别形成内、外两个闭环的效果。PI23双闭环直流调速系统的静特性实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。双闭环直流调速系统的静特性如图所示。图23双闭环直流调速系统的静特性N0IDIDMIDNOMOABC（1）转速调节器不饱和DII0NIUN式中，转速和电流反馈系数。由第一个关系式可得0NU从而得到上图静特性的CA段。静特性的水平特性与此同时，由于ASR不饱和，UIN0，则UNUN，ASR将退出饱和状态。第三章主电路和励磁回路的设计与分析31PWM变换器介绍脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析。不可逆PWM变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图31（A）所示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。电源电压SU一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD在绝缘栅双极晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。图31简单的不可逆PWM变换器电路（A）原理图（B）电压和电流波型绝缘栅双极晶体管VT的基极由频率为F，其脉冲宽度可调的脉冲电压BU驱动。在一个开关周期T内，当ONT0时，BU为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当TON时，为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流。电动机电枢两端的平均电压为SSONDTT式中，TUOND5PWM电压的占空比，又称负载电压系数。的变化范围在01之间改变，改变即可改变直流电动机电枢平均电压，实现直流电动机的调压调速。图31（B）绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压DU、平均电压DU和电枢电流DI的波型。由图可见，电流是DI脉动的，其平均值等于负载电流MLLCTI/（L负载转矩，MC直流电动机在额定磁通下的转矩电流比）。由于VT在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即在ONT0期间EDTILRIU5在TTON期间TIID0式中，R，L电动机电枢回路的总电阻和总电感；E电动机的反电动势。PWM调速系统的开关频率都较高，至少是14KHZ，因此电流的脉动幅值不会很大，再影响到转速N和反电动势E的波动就更小，在分析时可以忽略不计，视N和E为恒值。这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流DI不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路。这种PWM调速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。图32（A）所示为具有制动作用的不可逆PWM变换电路，该电路设置了两个绝缘栅双极晶体管VT1和VT2，形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的DI通路。这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行。VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即2BU。当电动机工作在电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流DI分为两段变化。在ONT0期间，1BU为正，VT1饱和导通；2B为负，VT2截止。此时，电源电压5U加到电动机电枢两端，电流DI沿图中的回路流通。在TTON期间，1B和2改变极性，VT1截止，原方向的电流DI沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使VT2不可能导通。因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下实际上是VT1和续流二极管VD2交替导通，而VT2则始终不导通，在一般电动状态时，其电压、电流波型如图32（B）所示，与图31中没有VT2的情况完全一样。如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使1BU的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使电动机电枢两端的平均电压DU降低。但是由于惯性，电动机的转速N和反电动势E来不及立刻变化，因而出现E的情况。这时电力晶体管VT2能在电动机制动中起作用。在TTON期间，VT2在正的2B和反电动势E的作用下饱和导通，由EDU产生的反向电流DI沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到TT为止。在ONTT（也就是ONT0）期间，因2BU变负，VT2截止，DI只能沿回路4经二极管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通。在整个制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于制动状态，电压和电流波型图32（C）。反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。图32具有制动作用的不可逆PWM变换电路这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即TTON期间）沿回路2径VD2的续流电流DI很快衰减到零，如在图32（D）中的T期间的2时刻。这时VD2两端的压降也降为零，而此时由于2BU为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流DI，产生局部时间的能耗制动作用。到了ONT0期间，VT2关断，DI又沿回路4经VD1续流，到4T时DI衰减到零，VT1在1BU作用下因不存在而反压而导通，电枢电流再次改变方向为I沿回路经VT1流通。在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图32（D），为轻载电动状态的电流波形。综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。由具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的直流调速系统，电动机有两种过两种状态下电流的方向相反，即在制动状态时为DI。32励磁回路的选择本设计励磁电路采用三相桥式晶闸管变流装置供电，构成励磁电流闭环控制。图24三相桥式晶闸管变流装置三相全控桥整流电路实际上是组成三相半波晶闸管整流电路中的共阴极组和共阳极组串联电路。三相全控桥式整流电路可实现对共阴极组和共阳极组同时进行控制，控制角都是在一个周期内6个晶闸管都要被触发一次，触发顺序依次为。6个触发脉冲相依次相差为了构成一个完整的电流回路，54321,VTVT60要求两个晶闸管同时导通，其中一个在共阳极组，另一个在共阴极组。为此，晶闸管必须严格俺编号轮流导通，其中晶闸管与按A相，晶闸管与按B相，晶闸管与按C相，晶闸管接成共阳极组和共阴极组。在电路控制下，只有接在电路共阳极组中点位为最高又同时输入触发脉冲的晶闸管，以及接在电路共阴极组中电位最低而同时输入触发脉冲的晶闸管，同时导通时，才构成完整的回路。如图24所示。由于电网电压与工作电压（）常常不一致，故在主电路前端需配置一个整流变压器，2U以得到与负载匹配的电压，同时把晶闸管装置和电网隔离，可以起到降低或减少晶闸管变流装置对电网和电其他设备的干扰。为了使元件免受在突发情况下超过其所承受的电压电流的侵害，电路中加入了过电压，过电流保护装置。第四章主电路元部件及参数计算41整流变压器容量计算411变压器二次侧电压的计算2U在一般情况下，晶闸管装置所要求的交流供电电压与电网电压往往不一致。此外，为了尽量减小电网与晶闸管装置的相互干扰。要求它们相互隔离，故通常要配用整流变压器。这里选项用的变压器的一次侧绕组采用联接。为整流变压器的总容量，为变压器一次侧的容量，为一次侧电压,为一次侧SS1U1I电流,为变压器二次侧的容量，为二次侧电压，为二次侧的电流，为相数，22U2I2,M以下就是各量的推导和计算过程。VUD0考虑占空比为，则9VDS24690取1US2考虑10的裕量VU260412一、二次电流计算AID59变比81321KI7406考虑空载电流，取A74051变压器容量计算KVIUS31682352A9501621设计时留取一定的裕量，可以取容量为整流变压器。KV42IGBT管的参数IGBT（INSULATEDGATEBIPOLORTRANSISTOR）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1MS，额定电流密度100A/CM2，电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图41所示。图41IGBT信号及波形图设考虑占空VUD20比为，则90VUDS24690因为，取倍裕量，选耐压为以上的IGBT。由于IGBT是以最大标S2463V80注且稳定电流与峰值电流间大致为4倍关系，故应选用大于4倍额定负载电流的IGBT为宜，因此选用以上,额定电压1600V左右的IGBT。A7设计中选的IGBT管的型号是GT40T101,它的参数如下管子类型NMOS场效应管极限电压VM1500V极限电流IM80A额定电压U220V续流二极管的选择根据VSRM73849232AIIDC15051得知续流二极管应选、额定电压为的二极管A0整流元件晶闸管的选型正确选择晶闸管能够使晶闸管装置在保证可靠运行的前提下降低成本。选择晶闸管元件主要是选择它的额定电压和额定电流TMUAVTI首先确定晶闸管额定电压，晶闸管额定电压必须大于元件在电路中实际承受的最大电压，考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素，还要放宽23倍的安全系数，RMU则计算公式（47）RMTM32对于本设计采用的是三相桥式整流电路，晶闸管按1至6的顺序导通，在阻感负载中晶闸管承受的最大电压，22645RU故计算的晶闸管额定电压为（423340829TMV8）取。80V再确定晶闸管额定电流，额定电流有效值大于流过元件实际电流的最大有效值。AVTI一般取按此原则所得计算结果的152倍。（49）IIND580351MAX（410）AIIDVT46/MAX由此可求出晶闸管的额定电流，其公式为（411）02597512VTAVTII可以取额定电流为50A。本设计选用晶闸管的型号为KP（3CT）50A额定电压VDRM800V额定电流ITAV50A门极触发电压VGT35V门极触发电流IGT300MA43三相全控桥整流二极管选择二极管承受反向最大电压VUDM563192412考虑3倍裕量，则取VTN695830该电路整流输出接有大电容，而且负载也不是纯电感负载，但为了简化计算，仍可按电感计算，只是电流裕量要可适当取大些即可。AIDDD25346850141IAVIDD71672滤波电容C1的选择C1一般根据放电的时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，一般不做严格计算，多取2000UF以上。因该系统负载不大，故取，耐压FC201取VUDM94736155150即选用电容器。F0,244滤波电容选择斩波器的散热设计热管散热技术是当今国际较流行的散热方式，国内近年来发展较快，被人们称之为热的“超导体”，已广泛用于车辆电传动系统，热管的主要特点高效的导热性，高度的等温性，热流密度变换能力强，结构多样灵活、重量轻。由于IGBT模块的开关频率高，开关损耗大，特别是对大功率IGBT模块，一般普通型材散热器难以满足要求。热管散热器特别适合于这种安装底板绝缘的大功率IGBT模块散热。目前适合于大功率IGBT模块的热管散热器的热阻可以达到额定标准以下。过电流保护电路过电流保护采用的是在主电路中串联一个1的电阻，在其两端并联电磁继电器的线圈。过流保护信号取自电阻两端的电压，当主电路的电流高于一定数值时，电磁继电器的开关闭合，接通低电平，该过电流信号还送到SG3525的脚10。在SG3525内部由于T3基极与A端线相连，A端线由低电压上升为逻辑高电平，经过SG3525A的13脚输出为高电平，功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失。在电路中，过流保护环节还输出一个信号到与门的输入端，当出现过流信号时，检测环节输出一低电平信号到与门的输入端，使脉冲消失，与SG3525的故障关闭功能一起构成双重保护。IGBT的保护设计在斩波电路中对斩波器的保护，实际上就是对IGBT的保护。所以重要的是怎么设计好对开关管IGBT的保护方案。在设计对IGBT的保护系统中，主要是针对过电流保护和开关过程中的过电压保护。IGBT的过电流保护IGBT的过流保护电路可分为2类一类是低倍数的（1215倍）的过载保护；一类是高倍数（可达810倍）的短路保护。对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5S，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15S，45V时可达30S以上。存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的DI/DT增大。所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的DI/DT，对器件保护十分有利。若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。IGBT开关过程中的过电压保护关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数KA/S。极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。45交流侧过电压保护压敏电阻采用由金属氧化物（如氧化锌、氧化铋）烧结制成的非线性压敏元件作为过电压保护，其主要优点在于压敏电阻具有正反向相同的陡峭的伏安特性，在正常工作时只有很微弱的电流（1MA以下）通过元件，而一旦出现过电压时电压，压敏电阻可通过高达数千安的放电电流，将电压抑制在允许的范围内，并具有损耗低，体积小，对过电压反映快等优点。因此，是一种较好的过电压保护元件。本设计采用三相全控桥整流电路，变压器的绕组为Y联结，在变压器交流侧，采用压敏电阻的保护回路，如下图42所示。图42二次侧过电压压敏电阻保护（1）压敏电阻的额定电压选择可按下式MAU1式中，23L压敏电阻的额定电压，VYJ型压敏电阻的额定电压有MAU1100V、200V、440、760V、1000V等；变压器二次侧的线电压有效值，对于星形接法的线电压等于相电压，L2。23LVUMA2736231（2）计算压敏电阻泄放电流初值，即三相变压器时（424）LZRMIKI023式中，能量转换系数，；Z503Z三相变压器空载线电流有效值，LI02AILL42685522KILZRM130302（3）计算压敏电阻的最大电压的公式为RMU1ARMUKI式中，压敏元件特性系数；RK压敏元件非线性系数。A一般在2025之间，在取时，。20AMARU14VIKURM05961743201因此，压敏电阻额定电压取650V型压敏电阻。46直流侧过电压保护整流器直流侧在快速开关断开或桥臂快速熔断等情况，也会在A、B之间产生过电压，可以用非线性元气件抑制过电压，本设计压敏电阻设计来解决过电压时击穿后，正常工作时漏电流小、损耗低，而泄放冲击电流能力强，抑制过电压能力强，除此之外，它对冲击电压反应快，体积又比较小，故应用广泛。其电路图如右图43所示。压敏电阻的额定电压的选取可按下式计算压敏电阻承受的额定电压峰值9081MAU图43直流侧过电压保护式中为压敏电阻的额定电压；为电网电压升高系数，一般取105110。压敏电MAU1阻承受的额定电压峰值就是2U对于本设计（429）VMA63297369085190821因此，压敏电阻额定电压取300V型压敏电阻。47过电流保护设计过电流保护措施有下面几种，可以根据需要选择其中一种或数种。（1）在交流进线中串接电抗器或采用漏抗较大的变压器，这些措施可以限制短路短路电流。（2）在交流侧设置电流检测装置，利用过电压信号去控制触发器，使脉冲快速后移或对脉冲进行封锁。（3）交流侧经电流互感器接入过电流继电器或直流侧接入过电流继电器，可以在发生过电图42压敏电阻保护电路流时动作，断开主电路。（4）对于大容量和中等容量的设备以及经常逆变的情况，可以用直流快速开关进行过载或短路保护。直流开关的应根据下列条件选择快速开关的额定电流额定整流电流。2LDINI快速开关的额定电压额定整流电压。KLUU快速开关的分断能力直流侧外部短路时稳态短路电流平均电流平均值。2FDI20DI快速开关的动作电流按电动机最大过载电流整定2GDI2GDNIK式中，K为电动机最大过载倍数，一般不大于27；为直流电动机的额定电流。（5）快速熔断器它可以安装在交流侧或直流侧，在直流侧与元件直接串联。在选择时应注意以下问题快熔的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值。熔断器的额定电流应大于溶体的额定电流。溶体的额定电流可按下式计算KNI157TAKNTII1三相交流电路的一次侧过电流保护在本设计中，选用快速熔断器与电流互感器配合进行三相交流电路的一次侧过电流保护，保护原理图44如下图44一次侧过电流保护电路（1）熔断器额定电压选择其额定电压应大于或等于线路的工作电压。本课题设计中变压器的一次侧的线电压为380V，熔断器额定电压可选择400V。（2）熔断器额定电流选择其额定电流应大于或等于电路的工作电流。本课题设计中变压器的一次侧的电流1I73203821UKAI6956熔断器额定电流AIFU4563961因此，如图44在三相交流电路变压器的一次侧的每一相上串上一个熔断器，由于熔断器的额定电压要大于变压器的一次侧电压380V，则熔断器的额定电压可选400V，由计算知额定电流选70A。48励磁回路变流变压器容量的计算和选择在一般情况下，晶闸管装置所要求的交流供电电压与电网电压往往不一致；此外，为了尽量减小电网与晶闸管装置的相互干扰，要求它们相互隔离，故通常要配用整流变压器，这里选项用的变压器的一次侧绕组采用联接，二次侧绕组采用Y联接。为整流变压器的总容量，为变压器一次侧的容量，为一次侧电压,为一次侧电流,SS1U1I为变压器二次侧的容量，为二次侧电压，为二次侧的电流，、为相数，以22U2IM2下就是各量的推导和计算过程。为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压2。2U影响值的因素有1值的大小首先要保证满足负载所需求的最大电流值的。2MAXDI2晶闸管并非是理想的可控开关元件，导通时有一定的管压降，用表示。TV3变压器漏抗的存在会产生换相压降。4平波电抗器有一定的直流电阻，当电流流经该电阻时就要产生一定的电压降。5电枢电阻的压降。综合以上因素得到的精确表达式为2U表示当控制角时，整流电压平均值与变压器次级相电压有效值之比；20AD0表示控制角为时和时整流电压平均值之比；0DUB0C是与整流主电路形式有关的系数；为变压器的短路电压百分比，100千伏安以下的变压器取，1001000千KU5KU伏安的变压器取；105K为电网电压波动系数。通常取,供电质量较差，电压波动较大的情况应取95较小值；表示电动机电枢电路总电阻的标么值，对容量为的电动机，NAURIRRKW150通常。084A表示主电路中电流经过几个串联晶闸管的管压降。TN负载电流最大值；所以,表示允许过载倍数。MAXDIDNDIMAXDNIMAX对于本设计为了保证电动机负载能在额定转速下运转,计算所得应有一定的裕量,根据2U经验所知,公式中的控制角应取300为宜。，,，（其中90342A230COSOB50CKA、B、C可以查表41中三相全控桥）表31变流变压器的计算系数整流电路单相双半波单相半控桥单相全控桥三相半波三相半控桥三相全控桥带平衡电抗器的双反星形20UAD0909091172342341170DBCOS1COS2SCOS1COS2SCOSC07070707070708660505052/IDK0707110578081608160289以下为计算过程和结果（3VBAUD751462039042121230）这里可以取。实际选取为标准变压器时可以通过改变线圈匝数。VU1402根据主电路的不同的接线方式，由表31查得即得出二次侧电流81602DIK的有效值,从而求的、出变压器二次侧容量。而一次相电流有DIK222IUMS效值，所以一次侧容量。一次相电压有效值取决于电/11UI22IS1网电压。所以变流变压器的平均容量为。为各种接线形式时变压器次1IK级电流有效值和负载电流平均值之比。对于本设计取0816,且忽略变压器一二次侧之间的能量损耗，故2IK（331）AIN402961805根据整流变压器的特性，即取3，所以，所以整流变压器的容量为21IUMI21IU（332）12122SMI（333）KVAI83096431设计时留取一定的裕量，可以取容量为整流变压器。249整流元件晶闸管的选型正确选择晶闸管能够使晶闸管装置在保证可靠运行的前提下降低成本。选择晶闸管元件主要是选择它的额定电压和额定电流TMUAVTI首先确定晶闸管额定电压，晶闸管额定电压必须大于元件在电路中实际承受的最大电压，考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素，还要放宽23倍的安全系数，则RMU计算公式334RMTU32对于本设计采用的是三相桥式整流电路，晶闸管按1至6的顺序导通，在阻感负载中晶闸管承受的最大电压，22456UURM故计算的晶闸管额定电压为（3VT1029681332234）取。80V再确定晶闸管额定电流，额定电流有效值大于流过元件实际电流的最大有效值。一AVTI般取按此原则所得计算结果的152倍。（335）AIIND94615MAX（336）由此DVT703/AX可求出晶闸管的额定电流，其公式为（337）AIIVTAVT17265712可以取额定电流为2A。本设计选用晶闸管的型号为KK2008额定电压VDRM800V额定电流ITAV200A门极触发电压VGT35V门极触发电流IGT300MA第五章PWM控制直流调速系统控制电路设计51PWM信号发生器PWM信号发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成，他把产生的电压信号送给两个IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比，而达到调速的目的。其控制电路如图41所示图41PWM控制电路511SG3525芯片的主要特点SG3525为美国SILICONGENERAL公司生产的专用PWM控制集成电路，如图42所示。图42SG3525芯片的内部结构它采用恒频脉宽调制控制方案，其内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。调节UR的大小，在A、B两端可输出两个幅度相等、频率相等、相位相互错开180度、占空比可调的矩形波（即PWM信号）。它适用于各开关电源、斩波器的控制。输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比050可调每一通道的驱动电流最大值可达200MA,灌拉电流峰值可达500MA。可直接驱动功率MOS管，工作频率高达400KHZ，具有欠压锁定、过压保护和软启动振荡器外部同步、死区时间可调、PWM琐存、禁止多脉冲、逐个脉冲关断等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动及关断电路等组成，可正常工作的温度范围是0700C。基准电压为51V士1，工作电压范围很宽，为8V到35V512SG3525引脚各端子功能SG3525采用16端双列直插DIP封装，各端子功能介绍如下1脚INVINPUT反相输入端误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80DB，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是15V52V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。2脚NIINPUT同相输入端此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得25V的基准比较电压与INVINPUT端的取样电压相比较。3脚SYNC同步端为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。4脚OSCOUTPUT同步输出端同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波电压范围为06V到35V5脚CR震荡电容端震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0001,UF到01UF。正常工作时，在CR两端可以得到一个从06V到35V变化的锯齿波。6脚RR震荡电阻端震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。RR的阻值决定了内部恒流值对CR充电。其取值范围为2K欧到150K欧RR和CR越大充电时间越长，反之则充电时间短。7脚DISCHATGERD放电端CR的放电由57两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利与通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽。其取值范围为0欧到500欧。放电电阻RD和CT越大放电时间越长，反之则放电时间短。8脚SOFTSTATR软启动比较器的反相端即软启动器控制端8,端8可外接软启动电容，该电容由内部VF的50UA恒流源充电。9脚COMPENSATION补偿端在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为15V到52V10脚SHUTDOWN关断端10端为PWM锁存器的一个输入端，一般在10端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C将被放电。电路正常工作时，该端呈高电平，其电位高于锯齿波的峰值电位330。在电路异常时，只要脚10电压大于07V，三极管导通，反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压09V，使得输出PWM信号关闭，起到保护作用11脚OUTPUTA,14脚OUTPUTB脉冲输出端输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快11脚和14脚相位相差1800，拉电流和灌电流峰值达200MA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收之间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为L00NS。可以在V07V时，V6导通。设UC5、UB为定值，改变UC，则改变了V6导通的时刻，从而调节脉冲的相位。V7等组成了脉冲形成环节。V7经电阻R25获得基极电流而导通，电容C2由电源15V经电阻R7、VD5、V7基射结充电。当V6由截止转为导通时，C2所充电压通过V6成为V7基极反向偏压，使V7截止。此后C2经（15VR25V6地）放电并反向充电，当其充电电压UC214V时，V7又恢复导通。这样，在V7集电极就得到固定宽度的移相脉冲，其宽度由充电时间常数R25和C2决定。V8、V12为脉冲分选环节。在同步电压一个周期内，V7集电极输出两个相位差为180的脉冲。脉冲分选通过同步电压的正负半周进行。如在US正半周V1导通，V8截止，V12导通，V12把来自V7的正脉冲箝位在零电位。同时，V7正脉冲又通过二极管VD7，经V9V11放大后输出脉冲。在同步电压负半周，情况刚好相反，V8导通，V12截止，V7正脉冲经V13V15放大后输出负相脉冲。说明1KJ004中稳压管VS6VS9可提高V8、V9、V12、V13的门限电压，从而提高了电路的抗干扰能力。二极管VD1、VD2、VD6VD8为隔离二极管。2采用KJ004元件组装的六脉冲触发电路，二极管VD1VD12组成六个或门形成六路脉冲，并由三极管V1V6进行脉冲功率放大。3由于V8、V12的脉冲分选作用，使得同步电压在一周内有两个相位上相差的脉冲产生，这样，要获得三相全控桥式整流电路脉冲，需要六个与主电路同相的同步电压。因此主变压器接成D，YN11及同步变压器也接成D，YN11情况下，集成触发电路的同步电压USA、USB、USC分别与同步变压器的USA、USB、USC相接RP1RP3为锯齿波斜率电位器，RP4RP6为同步相位523集成触发器电路图三相桥式全控触发电路由3个KJ004集成块和1个KJ041集成块（KJ04