【优秀硕士博士论文】微电网用双向dcdc变换器损耗及效率优化研究(终)

学位论文题目微电网用双向DC/DC变换器损耗及效率优化研究英文STUDYONLOSSANDEFFICIENCYOPTIMIZATIONFORBIDIRECTIONAL题目DC/DCCONVERTERINTHEMICROGRIDSYSTEM摘要双向DC/DC变换器作为微电网系统电力储能环节的重要组成部分，对微电网稳定运行非常重要，而其损耗和效率直接关系到变换器能否健康运行，同时与经济效益密切相关，因此研究微电网用双向DC/DC变换器的损耗和效率问题具有很高的实用价值。本文以一台双向DC/DC样机主电路为效率优化对象，针对功率器件、磁性元件和滤波电容三类器件在实际电路中所存在的损耗问题，开展了双向DC/DC变换器的损耗及效率优化的研究。本文主要研究内容如下设计出了满足样机指标的双向DC/DC变换器拓扑结构，并采用常规计算方法，从实现DC/DC基本功能出发，计算出了主电路各部分参数，包括高频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件。所设计的电路拓扑和参数将作为损耗和效率优化研究的对象和入口参数。分析了快恢二极管和IGBT的开关过程，得出了其损耗的近似表达式和影响因素，并对硬开关双向DC/DC进行了功率器件损耗实验。采用有损缓冲和软开关这两种损耗优化方案，并做实验对比，重点讨论了充电ZVZCS和放电ZVS软开关实现条件和主要电路模态，提出了软开关辅助参数迭代优化策略，得出了优化结果，并通过实验证明了该参数迭代优化方法的正确性。讨论了磁芯损耗和绕组损耗的产生原因和影响因素，分析了双向DC/DC变换器中变压器和反激绕组的工作波形与损耗计算方法，并对双向DC/DC进行了磁性元件损耗实验。提出了变压器和反激绕组的损耗优化方案，并进行了实验对比，从发热、效率、成本和体积等方面综合考虑，选择出了最优的解决方案，使变换器性能显著提升。分析了电容等效损耗模型，得出了双向DC/DC两个滤波电容的不同的损耗表达式，并进行了滤波电容损耗实验。提出了三种滤波电容的损耗优化方案，并从损耗、整机效率、纹波电压、成本和体积等多方面进行了实验对比，确定了综合性能最优的方案，同时实现了电容低温升、高效率、低纹波、低成本和小体积。综上所述，本文以微电网用双向DC/DC变换器为优化对象，提出了功率器件、磁性元件和电容损耗的优化方法，采用实验对比的方法证明了优化方法的有效性，为电路进一步降低热耗、提高效率和提升功率密度提供了思路和依据。关键词微电网，双向DC/DC，损耗，效率，优化ABSTRACTASTHEKEYCOMPONENTOFMICROGRIDSELECTRICPOWERSTORAGESYSTEM,THEBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERISOFGREATSIGNIFICANCETOTHEGRIDSSTABILITYTHECONVERTERSPOWERLOSSESANDEFFICIENCYARECLOSELYRELATEDTOTHEWHOLESYSTEMSWELLRUNNINGANDECONOMICBENEFITSTHEREFORE,THESTUDYONLOSSESANDEFFICIENCYOFBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERSINTHEMICROGIRDSYSTEMISOFMUCHPRACTICALUSETHISDISSERTATIONMAINLYSTUDIESTHEOPTIMIZATIONOFABIDIRECTIONALDC/DCPROTOTYPESLOSSESANDEFFICIENCYCENTERINGONTHREEDIFFERENTKINDSOFPRACTICALLOSSPROBLEMSPOWERDEVICELOSSES,MAGNETICELEMENTLOSSESANDFILTERCAPACITORLOSSESTHEMAINCONTENTSOFTHISDISSERTATIONAREASFOLLOWSTHETOPOLOGYOFTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERISDESIGNEDFORTHEMICROGRIDSYSTEMTHEPARAMETERSOFTHETRANSFORMER,FLYBACKWINDING,FILTERCAPACITORSANDPOWERDEVICESARECALCULATEDTOMEETTHEPERFORMANCEINDEXES,USINGCOMMONCALCULATIONMETHODSFROMTHESTANDPOINTOFFUNCTIONIMPLEMENTATIONTHESECIRCUITPARAMETERSARETHEOBJECTANDSUCTIONVARIABLESOFSUBSEQUENTEFFICIENCYOPTIMIZATIONSWITCHINGPROCESSESOFFASTRECOVERYDIODEFRDANDIGBTAREANALYZEDTODEDUCETHEAPPROXIMATEEXPRESSIONANDMAINFACTORSOFLOSSESLOSSEXPERIMENTSOFTHEBIDIRECTIONALHARDSWITCHINGDC/DCCONVERTERAREMADETOANALYZEPOWERDEVICELOSSESTHEDISSERTATIONADOPTSTWOLOSSOPTIMIZATIONSCHEMESTHELOSSYSNUBBERCIRCUITANDSOFTSWITCHING,ANDCOMPARESTHETWOSCHEMESEXPERIMENTALRESULTSINDETAILBASEDONSOFTSWITCHINGCONDITONSANDEQUIVALENTCIRCUITSOFZVZCSINCHARGINGMODEANDZVSINDISCHARGINGMODE,AITERATIONOPTIMIZATIONSTRATEGYOFTHESOFTSWITCHINGAUXILIARYCIRCUITISPRESENTEDTODETERMINETHEOPTIMIZATIONRESULTSTHEEXPERIMENTALRESULTSINDICATETHEEFFECTIVENESSOFOPTIMIZATIONSTRATEGYTHEMAINREASONSOFMAGNETICCORELOSSANDWINDINGLOSSAREANALYZEDTODEDUCETHEMAGNETICLOSSEXPRESSIONONTHEBASEOFTHEWOKINGWAVEFORMSOFTHETRANSFORMERANDFLYBACKWINDINGMAGNETICLOSSEXPERIMENTSAREMADETHEOPTIMIZATIONMETHODISSTUDIEDFORTHELOSSOFTHETRANSFORMERANDFLYBACKWINDINGBYCONSIDERINGALLFACTORS,INCLUDINGHEAT,EFFICIENCY,COSTANDVOLUME,ETC,THEDISSERTATIONSELECTSTHEBESTSCHEME,SIGNIFICANTLYENHANCINGTHECONVERTERSPERFORMANCESTHECAPACITOREQUIVALENTLOSSMODELISANALYZEDTODEDUCETHEAPPROXIMATEEXPRESSIONOFTWOFILTERCAPACITORSINTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVETERFILTERCAPACITORLOSSEXPERIMENTSOFBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERAREMADETHREEOPTIMIZATIONMETHODSAREPRESENTEDFORTHELOSSOFFILTERCAPACITORSCONSIDERINGSUCHASPECTSASLOSS,EFFICIENCY,RIPPLEVOLTAGE,COST,ANDVOLUME,THISDISSERTATIONPRESENTSTHEBESTCAPACITOROPTIMIZATIONSCHEMEANDITSEXPERIMENTALRESULTS,REALIZINGCAPACITORSLOWLOSS,HIGHEFFICIENCY,LOWRIPPLEVOLTAGE,LOWCOSTANDSMALLVOLUMEINSUMMARY,STUDIESONOPTIMIZATIONMETHODSHAVEBEENMADEFORTHELOSSESOFPOWERDEVICES,MAGNETICELEMENTSANDFILTERCAPACITORSINTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVETERTHEEXPERIMENTALCOMPARIONSAREMADETOPROVETHEEFFECTIVENESSOFTHESEOPTIMIZATIONMETHODSTHESTUDIESONLOSSANDEFFICIENCYOPTIMIZTIONCANSERVEASIDEASANDFOUNDATIONS,INORDERTOFURTHERREDUCETHERMALLOSS,ENHANCEEFFICIENCYANDINCREASETHEPOWERDENSITYKEYWORDSMICROGRID,BIDIRECTIONALDC/DCCONVERTER,POWERLOSSES,EFFICIENCY,OPTIMIZATION目录第1章绪论111研究背景及意义1111研究背景1112研究意义212国内外研究现状3121功率器件损耗研究现状3122磁性元件损耗研究现状4123电容器损耗研究现状4124存在的问题513本文主要研究内容6第2章双向DC/DC变换器主电路设计821样机技术指标822主电路拓扑选择823主电路参数设计9231高频变压器设计9232反激绕组设计11233滤波电容设计14234功率器件选型1424本章小结15第3章功率器件损耗分析及其辅助电路优化1631快恢二极管损耗模型1632IGBT损耗模型2033功率器件损耗分析2634充电模式功率器件损耗及效率优化策略27341硬开关加缓冲电路28342移相全桥软开关及辅助电路参数优化3335放电模式功率器件损耗及效率优化策略41351硬开关加缓冲电路42352有源钳位软开关及辅助电路参数优化4336本章小结48第4章磁性元件损耗分析及设计优化4941磁芯损耗模型4942绕组损耗模型51421绕组损耗影响因素52422绕组损耗的计算52423绕组均流设计5343磁性元件损耗分析5444变压器损耗优化设计55441变压器已知量55442变压器优化设计方法56443变压器优化设计结果5945反激绕组损耗优化设计60451反激绕组已知量61452反激绕组优化设计方法61453反激绕组优化设计结果6346本章小结65第5章电容器损耗分析及设计优化6651电容损耗模型6652滤波电容损耗分析6953滤波电容优化选择7054本章小结72第6章总结与展望7361全文工作总结7362进一步工作设想74参考文献75作者在攻读硕士学位期间发表的学术论文79致谢80第1章绪论11研究背景及意义111研究背景当前，全球范围内的能源短缺和传统工业造成的污染，是关乎社会可持续发展的重大问题。可再生能源由于具有高效清洁的特点而备受重视，常见的可再生能源形式包括太阳能、风能和燃料电池等，但各种新能源装置往往是小型的、分散的，因此称之为分布式发电系统13。微电网系统是指由各种分布式电源和负荷组成的微型电网，可实现内部统一控制，通过单一接口与大电网相连，可实现并网运行和孤岛运行46。微电网除了可高效地利用新能源资源，促进节能减排，同时可改善传统大电网运行中可靠性不高、抗风险能力不强、调度困难等问题，是构成智能电网的关键环节之一4。我国幅员辽阔，资源和人口分布严重不均衡，因此发展微电网对改善我国传统供配电形势具有重大意义。在我国西北和西南部分偏远地区传统大电网难以覆盖，利用小型光伏和风力发电站组成微网系统，可提高电力传送的质量和覆盖面积。部分供电紧张的中大型城市可利用分布式电源小型化的特点，在靠近城市的郊区建立发电站，直接并入低压电网，改善电能传输的损耗，减小传统电网的投资成本。虽然微电网能够适应不均衡、分散的能源分布及电力需求，但由于可再生能源本身具有不连续性、随机性、分散的特点，使其通过电力电子装置并入电网后出现无法预测的电压闪变和波动，造成了除电流谐波之外的另一种“污染”。目前有两种方法用于解决此问题一是将大范围的分布式电源统一控制和调度，使单一微电源的随机性和不稳定在整个微电网中弱化，提高电网稳定和连续性；二是采用电力储能设备，在随机变化的新能源发电和稳定的大电网之间实现能量缓冲6，因此通过双向DC/DC变换器连接微电网本地直流母线和储能用蓄电池是一种广泛采用的形式，如图11所示。双向DC/DC变换器不仅为不连续的新能源提供缓冲，同时它承担了负载的瞬变功率，提高了新能源发电装置的使用寿命和可靠性。AC大电网本地直流母线单向DC/DC光伏电池双向DC/DC蓄电池本地直流负载燃料电池风机单向DC/DC单向AC/DC并网DC/AC本地交流负载本地交流母线微电网图11微电网系统典型结构图11中的阴影部分为微电网用双向DC/DC变换器，连接本地直流母线和储能用蓄电池，各类新能源发电装置通过单向DC/DC或AC/DC将电能输送给直流母线，维持母线电压，并为本地直流负载供电，直流电经并网DC/AC转化成交流电，为本地交流负载供电，并且可连接大电网。双向DC/DC根据电能供需关系灵活调整电能流向，为微电网提供能量缓冲和智能化管理。课题来源于企业委托项目“微电网用6KW充放电智能型双向电力调节器研发”和“微电网用20KW充放电智能型双向DC/DC变换器研发”。112研究意义双向DC/DC变换器是微电网系统的重要组成部分，作为清洁能源发电的辅助设备，其工作效率是系统的重要指标之一。倘若双向DC/DC无法实现高效率、低损耗，那么也就丧失了新能源系统高效节能的优势。变换器在工作过程中的损耗和发热情况直接关系到器件能否正常工作，影响整个设备的工作寿命，而其工作效率又与经济效益息息相关。因此研究双向DC/DC在大功率场合的损耗和效率问题具有很高实用和经济价值。在高压大功率场合，隔离型的双向DC/DC变换器面临着比基本拓扑更为严重、复杂的损耗和效率问题。通常隔离型双向DC/DC采用一端电压源输入、一端电流源输入的形式714，而电流源输入一端会造成开关器件上很高的电压尖峰1517，使双向DC/DC损耗问题更加难以解决。大功率的双向DC/DC常常工作于恶劣的环境，工作环境温度往往高于正常的室温，而大量的损耗造成的热量耗散可能提高工作环境温度，从而进一步抬升DC/DC自身温度，缩短器件寿命，稳定性变差，维修次数增多。较高的损耗往往伴随着较高的DI/DT和DU/DT，产生很大的噪声干扰，影响周围通讯设备的正常工作，并干扰测量仪器得出准确的结果。由于半导体器件和导线随着温度的升高，其载流能力逐渐减弱，通态压降或导通电阻随温度逐渐增大而产生更大的热量和损耗，若不能有效抑制损耗并散热，将会形成恶性循环，最终使器件失效，设备停机，甚至酿成火灾等事故，造成经济损失。目前各类工业产品逐渐向小型化、便携化和低功耗发展，用户对电源的要求越来越高，电力电子装置的高功率密度化、薄型化、模块化逐渐成为发展的潮流18。提高DC/DC开关频率是减小其重量和体积的关键措施，但是，电源内部的开关损耗随着频率的提高而加剧，成为制约电源系统发展的主要因素之一。开展双向DC/DC变换器的损耗和效率的优化研究，对于提高开关频率、减小设备体积和成本，具有重大意义。12国内外研究现状双向DC/DC的损耗主要源自三部分功率器件，磁性元件和电容器。这三部分损耗可单独分析但又相互影响1920，目前已有大量针对这三类损耗的研究成果，包括损耗建模理论，损耗产生机理以及损耗解决方法。现将三类损耗的研究现状分别讨论如下。121功率器件损耗研究现状功率开关器件的损耗问题一直是各国学者研究的热点，开关频率的不断提高，使损耗的建模分析很大程度上决定了设计成败与否。功率器件损耗分析一直是建立在开关器件模型的基础上，目前已有多种对开关器件的损耗建模方法2029，主要分为两种一种是基于器件具体参数的精确模型，由于需要大量具体参数的支撑，该种模型只能用计算机仿真的方法得出精准的结果，虽然最接近实际情况，但所需计算量大，耗时长，这也是精确模型无法在工程上得到广泛应用的原因25；另一种是电路简化的解析模型，即利用近似拟合得到的电压电流瞬时表达式将损耗表示出来，这种模型计算量小，能够使设计者快速得出结论，也便于分析不同电路环境中开关器件的损耗情况，因此是目前工程上最常用的损耗分析方法1927，但由于在解析过程中大大简化了开关过程，由该模型得出的结果的准确性非常依赖于简化的程度和假设的合理性。在简化电路模型中，通常认为寄生电容是影响开关行为的主导因素，但随着半导体工艺的发展，功率管容量的升级，电流密度增大，使得寄生电容减小，电容不再是影响开关行为的唯一主导因素，而寄生电感的作用逐渐被重视起来，成为了不可忽略的要素23，如此对传统开关模型的改进，进一步加强了开关动作描述的准确性，更全面地反映功率器件的损耗情况。122磁性元件损耗研究现状磁性元件的损耗包括铁损（磁芯损耗）和铜损（绕组损耗）30，目前已有很多针对磁性元件损耗建模、计算及分析的研究成果。对磁损的研究主要是围绕影响磁损的各种因素而展开，早期的STEINMETZ方程是在正弦波激励的前提下提出的，STEINMETZ方程是经验公式，通过实践检验，它能够精确的描述磁芯损耗，但它毕竟是由正弦波测量值得出的，因此无法精确表示DC/DC变换器等非正弦波励磁的磁芯损耗31。1978年，DYCHEN开始了非正弦波激励下的磁损计算，随后ABROCKMEYER，MHPONG等科学家提出了各自有代表性的理论，他们通过数学手段对经典的STEINMETZ方程进行了改进和推广3139。磁损理论发展至今已经能够准确分析各因素对磁芯损耗的影响，但在隔离型DC/DC变换器中，占空比和直流偏置磁场对磁芯损耗都会产生影响，但这些方面的研究成果还较少。磁性元件铜损的建模与计算，也是损耗研究的热点，目前已经有大量的研究成果可用于分析铜损。最初的研究由DOWELL开展，他提出了绕组一维模型，并用截面积等效的方法研究绕组损耗，后续的研究工作基本上都是在DOWELL的基础上展开的4041。进一步的研究发现了线圈结构对绕组损耗的重要影响，从而提出了级连（INTERLEAVE）的概念。但目前的研究成果中，仍然只有很少数专门针对不同绕组分布对磁性元件损耗的影响，以及变压器绕组并联方法，因此有必要对此做进一步深入的研究。123电容器损耗研究现状随着功率半导体器件的工作频率不断提高，电力电子设备可工作在更高的开关频率下，电容也在不同的频率下表现出了不同的损耗。对电容损耗的研究离不开电容损耗模型的建立，目前已有不少颇具代表性的研究成果文献4243用数学方法讨论了电容损耗随开关频率变化的情况以及计算方法；文献44从建立电容等效电路的角度出发，将产生损耗的电容器等效为理想电容和电阻的串联，用损耗系数（损耗角正切）表示电容的损耗，即等效串联电阻上消耗的有功功率；文献45分析了特定电路中电容值变化对电容损耗的影响，提出了相应的电容选型方案；文献46利用一种RLC模型分析了电容各部分损耗产生的机理。正因为电容损耗和温升是影响电力电子装置工作寿命的关键因素之一，电容器的损耗一直是工程师设计产品所考虑的重点，但目前的电容设计大都基于经验，对电容损耗产生机理缺乏系统的研究，而且在大多数设计中，并没有将电容器各种寄生参数作为影响系统效率的要素来对待，因此，有必要对电容损耗做进一步的分析研究。124存在的问题（1）功率器件损耗建模与分析目前不少文献对IGBT损耗的分析均以PT型器件为研究对象，并在讨论关断损耗时着重考虑了IGBT尾流现象，但是目前广泛采用的NPT型IGBT在关断时程中不再出现尾流，因此在用数学表达式拟合关断过程中电压、电流波形时，无需再分段处理。软开关是减小开关损耗的重要措施，目前的文献在分析软开关实现条件时，大多从能量的角度来分析，这样得出的结论是片面的，无法全面反映各个参数之间的关系。只有同时从能量和时域模型角度出发，才能建立完整的软开关条件。（2）磁性元件损耗建模与分析用于描述磁芯损耗的STEINMETZ方程较为复杂，待定参数较多，在磁芯生产商未给出数值的情况下，多依赖于实验测定和拟合，这无疑增加了损耗计算的难度，并使计算结果的准确性很大程度上取决于实验测定条件是否合理。然而在具体电路的损耗分析中，并不一定需要确定所有待定参数，工程上往往只需要利用部分参数明确减小损耗所要采取的措施。大多数文献对绕组损耗的讨论，只考虑计算表达式的推导，并研究其精确程度，而未考虑计算公式得出的前提条件绕组均流，而且许多文献中给出的计算公式中的部分参数只具有象征性的意义，无法在某一电路中具体实现。（3）电容器损耗分析与设计多数文献在选择电容器参数时，往往只选用单一种类的电容，采用简单的并联组合。事实上，选用单一种类的电容很难兼顾滤波效果、损耗、散热及成本等多个问题。13本文主要研究内容本文将双向DC/DC变换器的损耗分为三部分分别研究功率器件损耗、磁性元件损耗和电容器损耗。针对三部分损耗各自的特点，采用不同方法建立损耗模型，分析现有电路的损耗问题，提出损耗优化的方法并计算相应参数，用实验对比的方法得出最终的损耗优化结果。（1）双向DC/DC主电路拓扑设计及参数计算根据双向DC/DC变换器样机的性能指标，设计出满足要求的主电路拓扑结构，从实现电路功能角度出发，采用常规方法计算出电路主要元器件的参数，包括高频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件等。（2）功率器件损耗分析及设计优化针对IGBT和快恢二极管各自的动态开关过程，使用波形近似、拟合的方法得出各部分损耗的时域表达式，明确各损耗点的主要影响因素。从实验结果中总结现有双向DC/DC在充、放电模式下所面临的不同的损耗问题，明确需要改进的方向。根据充、放电模式的不同电路特点，分别采取不同的损耗优化措施，并提出充电ZVZCS软开关和放电ZVS软开关的辅助电路参数迭代优化策略，得出优化结果。（3）磁性元件损耗分析及设计优化分别讨论磁芯损耗和绕组损耗各自的产生原因和计算方法，得出其在双向DC/DC变换器中的近似表达式，明确磁性元件的损耗优化措施。从实验结果中总结现有DC/DC的损耗及发热问题，提出用于减小损耗、优化效率的新方案，采用实验对比的方法，同时综合考虑发热、效率、成本和体积等方面，选择最优的解决方案。（4）电容器损耗分析及设计优化分析电容的等效电路模型，讨论滤波电容在高频工作条件下产生损耗的主要原因，得出双向DC/DC电路中两个滤波电容的不同的损耗表达式。从实验结果总结滤波电容在损耗方面存在的问题，结合纹波电压、成本和体积等多方面要求，提出三种滤波电容的损耗优化方案，通过对比实验数据，最终确定综合性能最优的电容器选型方案。本文的体系结构如图11所示绪论功率器件损耗模型总结与展望充电模式功率器件损耗优化方法放电模式功率器件损耗优化方法功率器件损耗分析实验对比磁性元件损耗模型变压器损耗优化方法反激绕组损耗优化方法磁性元件损耗分析实验对比电容器损耗模型滤波电容损耗优化方案滤波电容损耗分析实验对比主电路拓扑结构设计及参数计算图11本文系统结构图第2章双向DC/DC变换器主电路设计按常规方法设计出的双向DC/DC变换器主电路拓扑和参数，可以实现基本功能和指标，但由于在设计之前缺乏实验参照，往往无法全面考虑各部分器件的损耗问题，因此在器件温升、效率、EMI等方面都或多或少会存在一些问题。本章将按照所给技术指标，以功能实现为目标，设计双向DC/DC的主电路拓扑和参数，以此作为后续章节损耗和效率的优化对象。21样机技术指标用于微电网系统的双向DC/DC变换器样机技术指标如表21所示。表21双向DC/DC变换器技术指标充电额定功率PCHARGE/KW10放电额定功率PDISCHARGE/KW20直流母线电压UDC/V360400蓄电池电压UBAT/V300430充电输出电流ICHARGE/A229放电输出电流IDISCHARGE/A259充电输出最大电压纹波UBAT/V125放电输出最大电压纹波UDC/V12开关频率FS/KHZ1022主电路拓扑选择为提高稳定性、保证安全运行、减小对地漏电流并且实现宽范围输入输出电压的匹配，双高DCDC主电路拓扑采用隔离型结构。由表21中的技术指标可知，DC/DC两端电压UBAT和UDC较高，适合采用全桥结构，即在高频隔离变压器的两端连接全桥逆变/整流器。因电路具有双向能量流，开关器件必须选择具有寄生反并联二极管的逆导全控器件，从而实现高频逆变或整流。输入输出电压几百伏，电流几十安，因此主电路无需采用器件串并联或中点嵌位等复杂拓扑结构，采用基本的双向全桥拓扑，即可实现20KW的单机功率输出。目前主流的双向DC/DC均采用一端电压源输入，一端电流源输入15，电流源侧串大电感，具有平滑电流波形的作用。为提高蓄电池使用寿命，需减小蓄电池的电流脉动，因此将电流源一端接蓄电池，电压源一端接直流母线。电流源输入必将给电路启动带来一定的困难16，因此将蓄电池端的电感改造成为具有双绕组的反激绕组，并增加二极管构成反激式启动电路，反激绕组的变比NF与变压器变比NR一致。双向全桥DC/DC变换器的主电路拓扑结构如图21所示。文献1517对此电路的工作原理做了详细讨论，这里不再赘述。BATU1Q234D1RNDCU56Q78FN_4N32NCHARGEDISCHARGEFDP图21双向DC/DC变换器主电路拓扑结构23主电路参数设计主电路参数设计包括高频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件选型。231高频变压器设计（1）磁芯选型高频隔离变压器要求体积小、重量轻、寄生参数小，因此选用铁基超微晶铁芯作为变压器的磁芯，因其具有较高的饱和磁感应强度，有利于减小体积和匝数。超微晶铁芯剩磁较小，故采用无气隙且具有保护盒的环形磁芯。因放电模式的输出功率大于充电模式，所以按放电模式参数选择磁芯型号为ONL1308040，其主要参数见表22。表22变压器磁芯主要参数有效截面积AE/CM27磁路长度L/CM33磁芯外径OD/MM130磁芯内径ID/MM80磁芯高度HT/MM40保护盒内径/MM76窗口面积AW/CM24534取导线电流密度J3A/MM2，窗口系数KU03，设放电模式下二极管D5D8消耗的最大功率约为500W，则变压器N2侧输出功率可估计为PN22000050020500W，则变压器的视在功率PT2050011/，其中为变压器效率，估为095，所需要磁芯面积乘积为（2436051/923840TPSMUACMFBKJ1）由表22数据可计算得磁芯面积乘积为31738CM4，大于2338CM4，所选磁芯满足要求。（2）匝比变压器变比NR，即匝数比，按DC/DC的充电方向计算，考虑死区和驱动电路上升和下降沿的充放电时间，半个开关周期内最大占空比设为085，则NR为（2MAXIN24301856BTDRCV2）其中DMAXTON_MAX/TS/2。（3）匝数因加在变压器绕组N2上的电压幅值为UDC，所以先计算匝数N2为（2MINAX346085186417DCSEVFAB3）从抗饱和角度考虑一定裕量，选取N2为24匝。则匝数N1为（212436RNN4）选取N1为34匝。（4）线径和导线股数为减小发热，导线的线径应留足裕量，即预设的电流最大有效值应留有余地，取通过绕组N2的电流最大有效值为70A，则每一匝的铜导体截面积为（222703SM5）因开关频率为10KHZ，为减小集肤效应，绕组N2选择直径为069MM的铜导线并联，每根导线的有效截面积为069/2221403737MM2，每一匝并联的导线股数为2333/0373763。取通过绕组N1的电流最大有效值为50A，则每一匝的铜导体截面积为（22150673SM6）同样，绕组N1选择直径为069MM的铜导线并联，每一匝绕组并联的导线股数为1667/0373745。（5）窗口校验考虑到导线绝缘厚度，取导体总截面积为铜导体的15倍，所占用的窗口面积为23332416673415169CM24534CM2，窗口系数为169/4534037，因此绕组可以在所选磁芯窗口中绕下。所设计的高频隔离变压器如图22所示。图22双向全桥DC/DC用高频变压器232反激绕组设计（1）电感量由于充电模式比放电模式输出电流小，绕组N3的电感量应按充电模式参数计算，按照文献47所提出的电感量计算方法，设定电感电流最大纹波为IMAX20IL_MAX202958A，则绕组N3的电感量LF为（22BATERYBATERYL_MXS_MAXRDCBUS_X1104042FSUUIINH7）取一定的裕量，LF为14MH。（2）磁芯选型电感磁芯按照磁芯尺寸与功率处理能力的关系选择48，本电路中依放电模式参数选型。为减小体积和匝数，同时方便绕线和设置气隙，选用矩形铁基非晶磁芯CFC113050040040，两个磁芯并绕，磁芯具体参数如表23所示。表23反激绕组磁芯参数有效截面积AE/CM2128窗口面积AW/CM2565面积乘积AP/CM47232磁芯长度F/MM193磁芯宽度E/MM130磁芯高度D/MM40窗口长度C/MM113窗口宽度B/MM50取导线电流密度J4A/MM2，窗口系数KU03，反激绕组N3侧峰值电流估算为ILPK11IL_MAX1120000/085/30086A，计算所需的磁芯面积乘积为（28）23246140816FLPKPMUIACMBJ磁芯实际的面积乘积2723214464CM4大于14381CM4。（3）匝数设放电工作时，磁感应强度最大脉动量BMAX设为012T，则（29）3MAX3414058262FELINBA匝数N3取为28匝。（210）43/8/10RN所以匝数N4分别取20匝。（4）气隙（211）2742334102180184OEGUALML为方便测量，取为18MM，即矩形铁芯的两个气隙每处长度09MM。（5）线径流过绕组N3的电流最大有效值为20000/08/30083A，则每一匝的铜导体截面积为（212）2380754SM因绕组N4只在启动时工作，故取其电流最大有效值为50A，则每一匝的铜导体截面积为（213）2415S（6）窗口校验考虑到导线绝缘厚度，取导体总截面积为铜导体的15倍，所占用的窗口面积为20752812520151246CM2565CM2，窗口系数为1246/565022，因此绕组在所选磁芯窗口中可以绕下。所设计的反激绕组如图23所示。图23双向全桥DC/DC用反激绕组233滤波电容设计首先计算蓄电池侧的滤波电容CB为（214）23231840510416BATBSFBATUDLUF然后按文献17给出的方法计算直流母线侧滤波电容CD为（215）MIN6/10559432SDDISCHARGEDCTIUUF上述计算出的滤波电容值只与电容旁路电流交流分量产生的电压脉动相关，实际上，产生纹波的主要原因还包括电容寄生参数ESR，因此实际使用的电容值往往远大于上述计算值，因此式214和式215的计算结果虽具有指导作用，但实际意义不大。实际电路中，滤波电容采用电解电容串并联形式，以提高电容高承担高电压的能力同时实现较高容值，并增加均压电阻，防止电容动静态分压不均。以两个EPCOS螺栓式2200UF/400V铝电解电容串联组成一组，CB为这样的两组再并联，其等效电容为2200UF/800V，CD为这样的三组再并联，其等效电容为3300UF/800V。234功率器件选型按放电模式的参数选取功率器件。对于靠近蓄电池一端的Q1Q4，其承受的电实际电压为NRUDC14400560V，实际电流最大值为ILPK11IL_MAX86A，所以Q1Q4选择300A/1700V的IGBT模块。对于靠近直流母线一端的Q5Q8，其承受的电实际电压为UDC，实际电流最大值为NRILPK1486120A，所以Q5Q8选择450A/1200V的IGBT模块。图24为采用本章所设计的电路拓扑和参数所搭建的双向DC/DC变换器实验平台，图25为组装完成的双向DC/DC变换器样机。图24双向全桥DC/DC变换器实验平台图25双向全桥DC/DC变换器样机24本章小结本章针对所给技术指标，设计出主电路全桥拓扑结构，并计算了主电路参数，包括变频变压器、反激绕组、滤波电容和功率器件。本章的计算只考虑了实现功能，并未着重考虑变换器的各部分损耗，因此必然会在实际运行中出现一定的损耗和效率问题。本章设计出的电路拓扑将作为后续损耗分析的研究内容和效率优化的对象，计算出的电路参数将作为后续章节中损耗和效率优化过程的入口参数。第3章功率器件损耗分析及其辅助电路优化功率器件的损耗由快恢二极管和IGBT两部分组成，是构成DC/DC变换器总损耗的主要组成部分49，讨论其损耗形成的机理并采用损耗优化措施，可大大降低器件工作的电压、电流应力，延长其工作寿命，降低散热器温度，提升整机效率。功率器件的损耗主要取决于两个方面器件本身特性和器件运行条件。采用开关速度快、恢复时间短、通态压降低的器件，要比采用开关速度慢、恢复时间长、通态压降高的器件具有更高的效率；电路中采用软开关，比开关器件工作于硬开关具体更大的优势。本章将从改善功率器件开关环境的角度出发，讨论快恢二极管和IGBT的损耗模型并分析其在实际电路中的损耗情况，探讨减小功率器件损耗的措施及其辅助电路的设计及优化方法，并通过实验验证其正确性。31快恢二极管损耗模型在典型的PWM开关电路中，快恢二极管组成的整流器占总损耗的比重很大，尤其是在非同步整流电路中，二极管整流器带来的损耗占剧了全部功率器件损耗的约4060。双极性的快恢复二极管由于具有较长的反向恢复时间和较大的反向恢复电流49，将对同一电路中IGBT的正常工作产生不良影响，因此本章首先讨论快恢二极管的损耗模型。本文所研究的双向DC/DC主电路中，整流二极管实为IGBT模块内部的反并联二极管，研究其损耗产生的机理、模型和计算方法，有助于根据实际情况采取合适的措施，从而抑制相应的损耗。快恢复二极管的损耗主要由三部分构成关断损耗、通态损耗和开通损耗49。其中，开通损耗所占比例较小，在有的文献中将其归入通态损耗一并考虑，而关断损耗和通态损耗孰轻熟重，取决于元件所处的环境，例如在低压大电流下，通态损耗往往占主要比重，但若采用肖特基二极管（SBD）或同步整流，则使通态损耗大大减小，若开关频率进一步提高，则开关损耗可能占主导地位。要解决损耗建模、分析与计算的问题，必须先分析快恢二极管的动态特性，即其开关过程的电压、电流波形，如图31。通过对实际电压、电流的波形的近似处理，用折线和矩形逼近实际波形，可得出电压电流的近似表达式，从而计算出二极管各部分损耗功率的大小。这种方法不完全从器件内部机理出发，而只讨论电压、电流典型波形，忽略了某些不易获取和建模的参数，如杂散电感、寄生电容等，却揭示了影响损耗的主要因素，因此在工程上是较为准确并可以接受的。TFRIFUFURTRRIRMT图31快恢二极管开关动态过程波形（1）关断损耗快恢二极的反向恢复时间用TRR表示，但并非整个关断过程都会产生损耗，关断损耗主要集中于二极管电压反向过零至反向恢复电流降为零的时间段内，如图31中阴影部分。考虑到二极管电压反向过零后负增加很快，同时反向恢复电流波形常用等腰三角形来近似表示，因此可知二极管动态关断过程的近似波形可简化如图32。IFUFURTRRIRMT图32快恢二极管关断过程简化波形以电压过零时刻为时间起点，电压、电流波形的表达式为（3FRUT1）（3/2RMFRIITT2）由电压、电流瞬时值表达式可得出瞬时功率表达式，求其在一个周期内的平均值即为二极管平均关断损耗功率（3/2/2002/1/14RRTTRMDOFSFSRRRMRSRMRSRIPFUITDFTUDITIUFT3）上述表达式的物理意义可理解为一个开关周期中的能量乘以开关频率，即为单位时间的能量损耗；也可理解为瞬时损耗功率对单位开关周期求平均，即电压电流乘积的积分再除以开关周期，所得结果相同。（31144DOFSRMRRMRSPFIUTITT4）由式34可知，在电路其它参数确定的情况下，二极管关断损耗主要取决于反向恢复时间TRR和反向峰值电流IRM，实际中应当选择TRR和IRM值较小的二极管，也可增加缓冲电路，抑制反向电流变化率，从而减小IRM和PDOFF。（2）通态损耗二极管的通态损耗由正向导通压降和正向通态电流的积乘确定，但通常的计算中，用于计算损耗功率的正向压降是如图33中的UF，因为UF是数据手册中常给出的数据。实际上的二极管正向通态压降UF与UF并不相等，这样计算出的损耗大小也并不准确。考虑到实际压降UF不易测量，可将功率损耗分为两部分计算如图33中二极管正向特性曲线上的黑点表示二极管所处的工作状态，通态损耗应为瞬时电压电流乘积IFUF，即为图中两个矩形和的面积之和，利用数据手册上的斜率电阻RD，将快恢二极管通态损耗表示为式35。UFIFUF12图33快恢二极管正向静态输出特性（322000111SSSTTTDCONFDFDAVRMSPIRDTITIDTRIIAA5）由式35可知，要减小通态损耗，不仅要选用低导通电阻的二极管，同时还要考虑开启电压。（3）开通损耗开通损耗产生的主要原因是在开通初期，二极管正向压降有较高的浮动，如图31所示，所持续的时间为正向开通时间TFR。产生较高初始导通压降的原因有二其一，在导通初期电流较小时，电导调制不明显，二极管的通态电阻主要是中央区的欧姆电阻，其值较大且为固定，因此电流从零增加使正向压降增加较快，随着电流逐渐升高，载流子浓度增大，电导调制效应开始显现，通态压降才逐渐降低；其二，导通初期快速上升的电流变化率在器件寄生电感上产生额外的正向压降。将快恢复二极管开通过程用下面的折线的组成表示为图34所示。TFRIFUFTIFUFM图34快恢二极管开通过程简化波形以正向恢复时间TFR的起点初始时刻，图34电压电流表达式为（3/22/FRFMFRFFRFFFRTUTUTTTT6）（3/2FRFFRFRFTITITI7）所以，按照上述关断损耗的计算思路，可将开通损耗表示为（3/2/2001/2164155433FRFRTTFMFMDONFSFFRFRFFFRFSFMFRSFMFFRSUIUPTDTIDTTITITITTA8）由式38可知，影响二极管开通损耗的主要是开能时间TFR和UFM，因此设计电路时应当尽量减少开通过程中电压的波动和开通持续的时间。32IGBT损耗模型IGBT是适用于高压大功率的全控型开关器件，由于是MOS与GTR的复合形式，具有电导调制特性，与高压MOS相比，降低了通态压降，减小了通态损耗，但由于载流子复合消散过程而使开关速度慢于MOS，因此产生了较高的开关损耗，制约其开关频率的进一步提高。IGBT所处的工作环境分为理想阻性环境和实际感性环境理想的阻性环境是指IGBT开关过程中不受周围器件、导线以及自身的寄生参数的影响，测试电路的负载也选用纯阻性，这种环境下，IGBT开关过程中有明显的电压电流交叠区域的产生，分析较为方便直观，如图35；感性环境是指IGBT开关过程受周围器件、导线以及自身的寄生参数的影响，尤其是寄生电感的影响，测试电路的负载选用感性负载，这种开关环境下的开关电压电流波形与阻性环境有较大区别，如图36。由于实际开关环境几乎均为感性，所以后续分析将以感性开关环境的分析为主。TONUCEICUCET0ICTRTFTS图35阻性环境下IGBT开关过程动态简化波形TONUCEICUCET0IC1TRTFTSIC2UCEP图36感性环境下IGBT开关过程动态简化波形IGBT的损耗分为四部分开通损耗，关断损耗，通态损耗，驱动损耗50。前三种是IGBT的主要损耗，也是影响电路效率的主要因素，开通损耗和关断损耗共称为开关损耗，在高电压、高开关频率下，开关损耗占主要成分，在低压大电流下，通态损耗占主导地位。（1）开通损耗IGBT的开通过程受开关环境影响很大，比二极管开关要复杂很多。经计算和对比波形，可得出开通损耗主要由三部分组成，这三者不一定同时具备，但均有助于分析开通损耗产生的机理，现一一讨论A）忽略其它器件对IGBT工作的影响，电流IC上升和电压UCE下降的交叠部分产生的损耗，用PQON1表示。这部分损耗主要取决于器件所处的开关环境，在感性开关环境中，由于电感缓流作用，往往很小可忽略，但在纯阻性开关环境不可忽略；B）电感工作于CCM时，IGBT开通对应快恢二极管的关断，IGBT的开通过渡过程中，快恢二极管也同时完成了反向恢复，其反向恢复电流会流过IGBT，或经过变压器耦合的反馈电流流过IGBT，产生了IGBT开通的一部分损耗，用PQON2表示，这个值近似等于快恢复二极管的关断损耗；C）IGBT并联电容CCE（包括寄生电容和吸收电容之和）在开通前存储有电能，开通时会在IGBT内部产生容性开通损耗，用PQON3表示，当开关管关联缓冲电容时，或其寄生电容较大时，这部分损耗应当引起重视。IGBT的开通损耗可表示为三者之和，即（3QONQON123P9）现分别讨论两种不同性质开关环境下的开通损耗计算方法，从而确定其主要影响因素。1）纯阻性开关环境纯阻性开关环境下，开通损耗包含了前文中所讲的三个部分，若忽略IGBT的正向导通压降，分析图35中电压、电流波形，可得出开通过程中，以电压下降时刻为时间起点，在TR时间内，电压、电流的瞬时值表达式为（310）CRIIT（311）ECERVUTT各部分开通损耗计算如下（312）QON00112316RRTTCCECESSRRERSRCESRCSIUPIVTDTDTTIUITTF（313）QONDF142SRMRPFIUT（314）23SCE总的开通损耗表达式为（315）QONQON21116423SRCESRMCERSCEPPFTIUFITFU2）感性开关环境UCE（200V/格）IC（10A/格）UCEICT（5US/格）图37IGBT开通过程实际波形图37为双向全桥DC/DC变换器测实的IGBT开通过程波形，与图36的理论分析相吻合。感性开关环境下的开通过程，流过IGBT的电流因电感的作用上升缓慢，使得电压、电流在暂态过渡过程中重叠面积很小，极大地减小了PQON1，相比关断损耗和通态损耗，其值很小可忽略，而其它部分的损耗表达式同阻性环境，因此总的损耗可表示为（316）QONQON211423SRMCERSCEPPFIUTF由式316可知，实际中大多数情况下IGBT开通损耗是受快恢二极管和并联电容的影响，因此为减小开通损耗，除选用反向恢复特性良好的二极管外，还需注意减小并联电容的放电电流，R