第3章直流脉宽调速控制系统

1、第第3章章 直流脉宽调速控制系统直流脉宽调速控制系统3.1 概述概述随着电力电子技术的发展，出现了自关断电力电子随着电力电子技术的发展，出现了自关断电力电子器件器件全控式器件。如电力晶体管（全控式器件。如电力晶体管（GTRGTR）、可关）、可关断晶闸管（断晶闸管（GTOGTO）、绝缘栅双极晶体管（）、绝缘栅双极晶体管（IGBTIGBT）、）、电力电子场效应晶体管（电力电子场效应晶体管（power MOSFETpower MOSFET）、）、MOSMOS控制晶闸管（控制晶闸管（MCTMCT）等。）等。采用全控型开关器件很容易实现脉冲宽度调制，与半控采用全控型开关器件很容易实现脉冲宽度调制，与半控

2、型开关器件晶闸管变流器相比，体积可缩小型开关器件晶闸管变流器相比，体积可缩小30%30%以上，以上，装置效率高，功率因数高。装置效率高，功率因数高。 同时由于开关频率的提高，直流脉冲宽度同时由于开关频率的提高，直流脉冲宽度调制伺服控制系统与调制伺服控制系统与V-MV-M伺服控制系统相伺服控制系统相比，电流容易连续比，电流容易连续, , 谐波少谐波少, , 电动机损电动机损耗和发热都较小，低速性能好，稳速精耗和发热都较小，低速性能好，稳速精度高，系统通频带宽，快速响应性能好，度高，系统通频带宽，快速响应性能好，动态抗扰能力强。动态抗扰能力强。3.1.1 脉宽调制的理论脉宽调制的理论 许多工业传动

3、系统都是由公共直流电源或许多工业传动系统都是由公共直流电源或蓄电池供电的。在多数情况下，都要求蓄电池供电的。在多数情况下，都要求把固定的直流电源电压变换为不同的电把固定的直流电源电压变换为不同的电压等级，例如地铁列车、无轨电车或由压等级，例如地铁列车、无轨电车或由蓄电池供电的机动车辆等蓄电池供电的机动车辆等, ,它们都有调速它们都有调速的要求。的要求。 要把固定电压的直流电源变换为直流电动要把固定电压的直流电源变换为直流电动机电枢用的可变电压的直流电源。由脉冲宽机电枢用的可变电压的直流电源。由脉冲宽度调制度调制(Pulse Width Modulation)(Pulse Width Modul

4、ation)变换器变换器向直流电动机供电的系统称为脉冲宽度调制向直流电动机供电的系统称为脉冲宽度调制调速控制系统调速控制系统, , 简称简称PWMPWM调速系统。脉宽调调速系统。脉宽调制型调速控制系统原理图及输出电压波形如制型调速控制系统原理图及输出电压波形如图图3.1.13.1.1所示。所示。 图3.1.1 PWM调速系统 (a)原理图 (b)输出电压波形offt 图图3.1.1(a)3.1.1(a)中，假定中，假定IGBT VT1IGBT VT1先导通先导通 秒秒（忽略（忽略VT1VT1的管压降，这期间电源电压的管压降，这期间电源电压UaUa全全部加到电枢上），然后关断部加到电枢上），然后

5、关断 秒，电枢失秒，电枢失去电源，经二极管去电源，经二极管VDVD续流。如此周而复始，续流。如此周而复始，则电枢端电压波形如图则电枢端电压波形如图3.1.1(b)3.1.1(b)中所示。电中所示。电动机电枢端电压动机电枢端电压UdUd为其平均值：为其平均值： （3.1.13.1.1） 式中式中 ssonsoffonondUUTtUtttUontTttttonoffononont为负载率或占空比。改变为负载率或占空比。改变，改变电压，从而实，改变电压，从而实现电动机的平滑调速：现电动机的平滑调速：l定宽调频法：定宽调频法： 保持一定，使保持一定，使 在在0 0范围内变化；范围内变化；l调宽调频法

6、：调宽调频法： 保持一定，使保持一定，使 在在0 0范围内变化；范围内变化；l定频调宽法：定频调宽法： 保持一定，使保持一定，使 在在0 0T T范围内变化。范围内变化。ontofftofftTttoffonontlPWM PWM 变换器的作用：变换器的作用：把恒定的直流电源电压调制成频率一定，脉宽把恒定的直流电源电压调制成频率一定，脉宽可变的脉冲电压，从而可以改变平均输出电可变的脉冲电压，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速压的大小，以调节电机转速lPWM PWM 变换器的电路形式：变换器的电路形式：主要分为不可逆与可逆两大类主要分为不可逆与可逆两大类 PWM PWM 变换器控制电

7、机的类型：正反转和变换器控制电机的类型：正反转和正转电机正转电机3.1.2 3.1.2 不可逆不可逆PWMPWM变换器变换器 图图3.1.2(a)3.1.2(a)是不可逆是不可逆PWMPWM变换器的主电路原理变换器的主电路原理 图，它实际上就是所谓的直流斩波器。图，它实际上就是所谓的直流斩波器。 电源电源UsUs一般由不可控整流电源提供一般由不可控整流电源提供, , 采用大电采用大电容滤波，脉宽调制器的负载为电动机电枢，它容滤波，脉宽调制器的负载为电动机电枢，它可被看成电阻可被看成电阻电感电感反电动势负载。二极管反电动势负载。二极管在功率管在功率管IGBTIGBT关断时为电枢回路提供释放电感关

8、断时为电枢回路提供释放电感储能的续流回路。储能的续流回路。E+-dIRL0dUnZLT 图3.1.2 不可逆PWM变换器(a)原理图 (b) 电压电流波形gUIGBT的栅极由频率不变而脉冲宽度可调的脉冲电压 驱动。在一个开关周期内,当 时， 为正，IGBT饱和导通，电源电压通过IGBT加到电动机电枢两端。当 时， 为负, IGBT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流, 电动机可得到的平均端电压为式（3.1.1）,亦改变（01）即可改变电枢两端电压，从而实现调速。ontt 0ssonaUUTtUTttongUgUdU 图3.1.2(b)给出了稳态时的脉冲端电压 ，好像是电源电压Us在ton 时间

9、内被接上，又在 ton T时间内被斩断，故称“斩波”。 电枢平均电压 和电枢电流 的波形。 由图可见，稳态电流是脉动的。LidudI设连续的电枢脉动电流设连续的电枢脉动电流 的平均值为的平均值为 ，与稳态转速相应的反电动势为与稳态转速相应的反电动势为E E，电枢回路总电，电枢回路总电阻为阻为R R，则由回路电压方程，则由回路电压方程可推导得机械特性方程可推导得机械特性方程 (3.1.3)diedeseKRIKUKEnRIEUd令令 为调速系统的空载转速为调速系统的空载转速, , 与占空比成正与占空比成正比；比； 由负载电流造成的转速降由负载电流造成的转速降, ,则则 电流连续时，调节占空比电流

10、连续时，调节占空比，便可得到一簇平行，便可得到一簇平行的机械特性曲线的机械特性曲线. .esKUn0edKRInnnn0 图3.1.2所示的简单不可逆变换器中，电流 不能反向，因此不能产生制动作用，只能作单象限运行。需要制动时必须具有反向电流- 的通路，因此应该设置控制反向通路的第二个IGBT，如图 3.1.3(a)所示。这种电路组成的PWM伺服系统可在一、二两个象限运行。didiVT1和VT2的驱动电压大小相等、方向相反，即 。12ggUU 在 期间（ 为VT1导通时间）， 为正，VT1饱和导通； 为负，VT2截止。此时，电源电压Us加到电枢两端,电流 沿回路1流通，如图3.1.3(e)。o

11、ntt 0di ont1gU2gUTtton在在 期间，期间， U Ug1g1和和U Ug2g2都都变换极性，变换极性，VT1VT1截止，但截止，但VT2VT2却却不能导通不能导通, , 因为因为 沿回路沿回路2 2 经二极管经二极管VD2VD2续流，续流，电感电感会延会延续电流的方向，释放电感的能续电流的方向，释放电感的能量，并量，并在在VD2VD2两端产生的压降两端产生的压降给给VT2VT2施加反压施加反压, ,使它失去导通使它失去导通的可能，如的可能，如图图3.1.33.1.3（f f）所示。所示。 2di因此，实际上是因此，实际上是VT1VT1、VD2VD2交替导通，而交替导通，而VT

12、2VT2始终始终不通，其电压和电流波不通，其电压和电流波形如图形如图3.1.3 (b)3.1.3 (b)所示。所示。虽然多了一个虽然多了一个VT2VT2，但，但它并没有被用上，波形它并没有被用上，波形和和图图3.1.2(b)3.1.2(b)的情况的情况一样。一样。 当电感上的能量释放完成以后，若ug2仍为正电平，VT2打开，反电动势E开始经VT2形成回路，电动势的能量通过三极管的流动，电能损耗在电路上，那么有损耗就有了制动作用，Id为负值，VT2就发挥作用了。进入下一个周期，VT1 不能立即导通，首先是使电感上的能量释放。电流走向如图（h）。Ttton先来分析 阶段，如图3.1.3(C)所示，

13、由于此时 变正，VT2导通， 产生的反向电流 沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，直到t =T 为止。 dUE 3di2gU 反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。最后应该指出，当直流电源采用半导体整流装置时，在回馈制动阶段电能不可能通过它送回电网，只能向滤波电容C充电，从而造成瞬间的电压升高，称作“泵升电压”。 如果回馈能量大，泵升电压升高，将危及IGBT和整流二极管，必须采取措施加以限制。 还有一种特殊情况，在轻载电动状态中，负载电流较小，以致当VT1关断后 的续流很快就衰减到零，如图3.1.3(d)中tonT期间的t2时刻。这时二极管VD2截止，使VT2得以导通，反电动势E

14、沿回路3流过反向电流- ，产生局部时间的能耗制动作用。3didi 到了t=T, VT2关断, - 又开始沿回路4经VD1 续流，直到 t =t4 时- 衰减到零，VT1才开 始导通。这种在一个开关周期内VT1、VD2、VT2、VD1四个管子轮流导通的电流波形示于图3.1.3(d)。4di4di综合上述，带制动回路的不可逆变换器电路中的电枢电流始终是连续的。因此，简单不可逆电路在电流连续时导出的公式对于这种电路是完全适用的。由式（3.1.3）可绘出具有制动作用的不可逆IGBT-M系统的开环机械特性，如图3.1.4所示，显然，由于电流可以反向，因而可实现二象限运行，故系统在减速和停车时具有较好的动

15、态性能和经济性。 图3.1.4 有制动作用的不可逆传动系统的 开环机械特性 (n0s=US/C e)3.1.3 可逆PWM变换器可逆PWM变换器电路的结构形式有H型和T型等类，这里主要讨论常用的H型变换器，它是由四个功率管和四个续流二极管组成的桥式电路。1. 双极性可逆双极性可逆PWM变换器变换器 双极式工作制的特点是，四个功率管IGBT 的栅极驱动电压分为两组。VT1和VT4同时 导通和关断，其栅极驱动电压 ； VT2和VT3同时导通和关断，其栅极驱动 电压 。41ggUU32ggUU一个开关周期内：l ： ，VT1和VT4饱和导通, ，VT2和VT3截止，这时 ， 沿回路1流通，如图3.1

16、.5（c）。 di)(41gguuontt 0)(32gguusABUU一个开关周期内： ： ，VT1和VT4截止, ，VT2和VT3不能立即导通，因为电感释放储能, 沿回路2经VD2、VD3续流，见图3.1.5(d)，在VD2、VD3上的压降使VT2和VT3承受反压，这时， 。 一个周期内正负相间，这是双极式工作制的特征，其电压、电流波形示于图3.1.5(b)。 )(32gguu2diTtton)(41gguusABUU由于电压 的正、负变化，使电流波形存在两种情况，如图3.1.5 (b)中的 和 。 相当于电动机负载较重的情况，这时平均负载电流大，在续流阶段电流仍维持正方向，电动机始终工作

17、在第一象限的电动状态。 相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，于是VT2和VT3的c-e极两端失去反压，在负的电源电压（-Us）和电枢反电动势的合成作用下导通，电枢电流反向，沿回路3流通，电动机处于制动状态。与此相仿，在0tton期间，当负载轻时，电流也有一次倒向。1di2di1di2diABUsdUU / 双极式可逆PWM变换器电动机电枢平均电压为 - = 仍以 来定义PWM电压的占空比，则与 的关系与前面不同，为 （3.1.10） sonaUTtU sonUTtT sonUTt)12(12Ttonont 调速时，的变化范围变成-11。 为正值时，电动机正转； 为负值

18、时，电动机反转； =0时，电动机停止。 在=0时，虽然电动势不动，电枢两端的瞬时 电压和瞬时电流却都不是零，而是交变的。双极式工作制的优点是：电流一定连续。可使电动机在四个象限运行。电动机停止时有微振电流，能消除磨擦死区。低速时每个功率管的驱动脉冲仍较宽，有利于保证功率管可靠导通。低速平稳性好，调速范围很宽。 双极式PWM传动系统的缺点是： 在工作过程中，四个功率管都处于开关状态，开关损耗大； 容易发生上、下两管直通（即同时导通）的事故，降低了装置的可靠性。 为了防止上、下两管直通，在一管关断和另 一管导通的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。2. 单极式可逆单极式可逆PWM变换器变换器当静、动态性

19、能要求较低时，可采用单极式PWM变换器。其电路和双极式的一样，见图3.1.5(a)，不同之处在于驱动信号。在单极式变换器中, ，具有与双极式一样正负交替的脉冲波形，使VT1和VT2交替导通。VT3和VT4的驱动信号改成因电动机的转向而施加不同的直流控制信号。21gguu当电动机正转时,使Ug3恒为负,Ug4恒为正，则V3截止而VT4常通。在一个开关周期内，当0tton时，VT1和VT4导通，VT2和VT3截止，UAB=+Us，电枢电流 沿回路1流通。当tontT时，VT1截止，电动机电源被切断，电枢电流 沿着续流二极管VD2电枢VT4回路流通，以释放回路中磁场能量。UAB=0，由于VD2导通，

20、而使VT2不通。1didi希望电动机反转时，则Ug3恒为正，Ug4恒为负，使VT3常通而VT4截止。在一个开关周期内，当tontT时，VT2和VT3导通，VT1和VT4截止。UAB=-Us,电枢电流 沿回路3流通。当Tt0时, 使输入端合成电压为正的宽度增大，即锯齿波过零的时间提前，经比较器倒相后，在输出端得到正半波比负半波窄的调制输出电压(图3.2.2(c)。当Uct0）或小于50%（相当于电动机电枢电压Ud0）间变化了。 在PWM控制电路中，由与非门CD4049及二极管VD1、VD2，电阻R1、R2，电容C1、C2组成了典型的逻辑延时电路。以使H桥电路上、下二个 功率管交替导通时可产生一个

21、“死区时间”，防止上、下两管“直通”短路现象。它也被称为“先关后开”。“死区时间”的大小可通过改变R、C的大小来改变，一般可取45s。从U4的两个输出6脚及9脚可观察“死区时间”。在PWM主电路板中，采用了快速光电耦合器6N137（或6N136）作强、弱电间的隔离，以提高可靠性。对IGBT的驱动采用了IR公司的IR2110驱动集成电路。IR2110的最大特点是采用了自举技术，它的内部为自举操作设计了悬浮电源。同一集成电路可同时输出两个驱动信号给逆变桥中的上、下功率管。这样，两个桥臂若用常规电路需要3组独立电源, 而采用IR2110只需一组电源即可，大大简化了线路。IR2110的详细说明请参阅资

22、料中的有关2110芯片的介绍。 在PWM主电路中，当控制电路的信号未送 入时，4个光电耦合器6N137的输出均为高 电平，经反相器4049送入IR2110的输入端HIN、LIN均为低电平,2110的输出HO、LO 也均为低电平, 保证了无信号时，桥路的上、 下两个IGBT是处于关断状态。VT1VT4四个IGBT管，VD1VD4四个快速恢复二极管组成了一典型的H桥电路。由于IGBT是电压控制器件，输入阻抗高，为防止静电感应损坏管子，在IGBT的门极与发射极间并联150K的电阻。门极回路串联的22电阻，是为了防止门极回路产生振荡。3. IR2110高性能高性能MOSFET和和IGBT驱动集成电路驱

23、动集成电路 IR2110使MOSFET和IGBT的驱动电路设计大为简化，加之它可实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，又具有快速完整的保护功能，因而它的应用可极大地提高控制系统的可靠性并极大缩小印刷板的尺寸。（1）主要设计特点和性能）主要设计特点和性能 采用了自举技术； 同一集成电路可同时输出两个驱动信号给逆变 桥中的上、下功率管。 器件容许驱动信号的电压上升率达50V/ms， 故保证了芯片自身有整形功能，实现了不论其 输入信号前后沿的陡度如何，都可保证加到被 驱动的MOSFET或IGBT栅极上的驱动信号前后 沿很陡，因而可极大地减少被驱动功率器件的 开关时间，降低开关损耗。IR2110的功

24、耗很小，当其工作电压为15V时，功耗仅为1.6mW。这就减少了栅极驱动电路的电源容量、体积和尺寸。IR2110的合理设计，使其输入级电源与输出级电源可有不同的电压值,因而保证了其输入与CMOS或TTL电平兼容，而输出具有较宽的驱动电压范围，容许的工作电压范围为520V。同时，容许逻辑地与工作地之间有5V+5V的电位差。在IR2110内部不但集成有独立的逻辑电源与逻辑信号相联接来实现与用户脉冲形成部分的匹配。而且还集成有滯后和下拉特性的施密特触发器的输入级，及对每个都有上升或下降沿触发的关断逻辑和两个通道上的延时及欠电压封锁单元，这就保证了当驱动电压不足时封锁驱动信号，防止被驱动功率MOSFET

25、退出饱和区进入放大区而损坏。IR2110完善的设计，使它可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时（即“死区时间”，但较小），因而防止了被驱动逆变桥中的两个功率MOS器件切换时同时导通。由于IR2110是应用无闩锁CMOS技术制造的，因而决定了其输入输出可承受大于2A的反向电流。它的工作频率高，对信号延时小。对两个通道来说，典型开通延时为120ns，关断延时为94ns，两个通道之间的延时误差不超过10ns，因而IR2110可用来实现工作频率大于1MHz的门极驱动。（2）封装、引脚、功能及用法）封装、引脚、功能及用法 IR2110的引脚排列如图3.2.6所示，双列直插14引脚。 引脚10（HIN）

26、及引脚12（LIN）分别为驱动逆变桥中同桥臂上下两个功率MOS器件的驱动信号输入端，应用中接用户脉冲形成部分的两路输出，范围为VSS（-0.5V）VDD（+0.5V），这里VSS和VDD分别为引脚13（VSS）及引脚9（VDD）的电压值。 引脚11（SD）为保护信号输入端。当该脚为高电平时，IR2110的输出被封锁，输出端HO（7脚）、LO（1脚）恒为低电平。而当该脚为低电平时，输出跟随输入端变化。应用中接用户故障（过电压、过电流）保护电路。 引脚 6（VB）及引脚 3（VCC）分别为上下通道互锁输出级电源输入端。应用中接用户提供的输出级电源正极，且通过一个较高品质的电容接引脚2。引脚3还通过

27、一高反压快速恢复二极管与引脚6相连。（3）工作原理简介）工作原理简介 IR2110的原理框图见图3.2.7。两个输出通道的控制脉冲通过逻辑电路与输入信号相对应，当保护信号输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器SM输出为低电平，两个RS触发器的位置信号无效，则两或非门的输出跟随HIN及LIN变化，控制信号有效； 而当SD端输入高电平时，因SM端输出为高电平，两个RS触发器置位，两或非门的输出恒为低电平，控制信号无效，此时即使SD变为低电平, 但由于RS触发器由Q端维持高电平，所以两或非门的输出将保持低电平，直到两个施密特触发器SMH和SML输出脉冲的上升沿到来，两或非门才因RS触发器翻转为低电

28、平而跟随HIN及LIN变化， 由于逻辑输入级中的施密特触发器具有0.1VDD 滯后带，因而整个扩建输入级具有良好的抗干 扰能力，并可接受上升时间较长的输入信号。 再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这 就决定了逻辑电源可用比输出工作电源低得多 的电源电压。 为了将逻辑信号电平转为输出驱动信号电平，片内两个抗干扰性能好的VDD/VSS电平转换电路，该电路的逻辑地电位（VSS）和功率地电位（COM）之间容许有5V的额定偏差，因此决定了逻辑电路不受由于输出驱动开关动作而产生的耦合干扰的影响。 集成与片内下通道内的延时网络实现了两个通道 的传输延时，简化了控制电路时间上的要求。两 个通道分别应用了两

29、个相同的交替导通的推挽式 连接的低阻MOS管，它们分别由两个N沟道的 MOSFET驱动，因而其输出的峰值可达2A以上。 由于每个高压DMOS电平转换器仅在RS触发器置位或复位时开通一段很短的开关脉冲时间，因而使功耗达到最小。再则，VS端快速dV/dt 瞬变产生的RS触发器误触发可通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效区别开来。这样，上通道基本上可承受任意幅值的dV/dt值，并保证了上通道的电平转换电路即使在VS的电压降到比COM端还低4V时仍能正常工作。对下通道,由于正常时SD为低电平,Vcc不欠电压, 所以施密特触发器SML的输出使下通道中的或非门输出跟随LIN而变化, 此变化的逻辑信号经下通

30、道中VDD/VCC电平转换器转换后加给延时网络, 由延时网络延时一定的时间后加到与非门电路，其同相和反相输出分别用来控制两个互补输出级中的低阻场效应晶体管驱动级中的MOS管， 当VCC低于电路内部整定值时，下通道中的欠电压检测环节输出，在封锁下通道输出的同时封锁上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当VB欠电压时，则上通道中的欠电压检测环节输出仅封锁上通道的输出脉冲。（4）应用注意事项）应用注意事项 IR2110独特的结构决定了它通常可用于驱动单管斩波、单相半桥、三相全桥逆变器或其他电路结构中的两个相串联或以其他方式连接的高压N沟道功率MOSFET或IGBT，其下通道的输出直接用来驱

31、动逆变器（或以其他方式连接）中的功率MOSFET或 IGBT,而它的上通道输出则用来驱动需要高电位栅极驱动的高压侧的功率MOSFET或IGBT，在它的应用中需注意下述问题： IR2110的典型应用连接见图3.2.8。通常,它的输出级的工作电源是一悬浮电源,这是通过一种自举技术由固定的电源得来的。充电二极管VD 的耐压能力必须大于高压母线的峰值电压,为了减小功耗,推荐采用一个快恢复的二极管。自举电容C的值依赖欲开关频率,占空比和功率MOSFET或 IGBT栅极的充电需要，应注意的是电容两端耐压不允许低于欠电压封锁临界值, 否则将产生保护性关断。对于5kHz以上的开关应用，通常采用0.1uF的电容

32、是合适的。 为了向需要开关的容性负载提供瞬态电流，应 用中应在VCC和COM间、VDD和 VSS之间连接 两个旁路电容。这两个电容及VB和VA间的储 能动电容都要与器件就近连接。建议VCC 上的 旁路电容用一个0.1uF的陶瓷电容并联，而逻辑电源VDD上有一个0.1uF的陶瓷电容就够了。 大电流的MOSFET或IGBT 相对需要较大的栅极 驱动能动力, IR2110的输出即使对这些器件也可 进行快速的驱动。为了尽量减小栅极驱动电路的电感，每个MOSFET应分别连接到IR2110的2脚和5脚作为栅极驱动信号的反馈。对于较小功率的MOSFET或IGBT可在输出处串一个栅极电阻，栅极电阻的值依赖于电

33、磁兼容(EMI) 的需要、开关损耗及最大允许dv/dt值。4. TL494、TL495集成电路及其应用简单介绍集成电路及其应用简单介绍 TL494和TL495是美国德克萨斯仪器公司的产品，原是为开关电源设计的脉冲宽度调节器作为双端输出类型的脉冲宽度调制器。国标规定为CW494，图3.2.9所示为TL494、TL495单片PWM集成电路的等效方框图和管脚排列图。 它有一个独立的死区时间比较器C1，控制比较器输入端（4脚）的电位，除可以改变调制器的死区时间之外，还可以用它设计电源的软启动电路，或者欠压保护电路。TL494中的两个误差放大器（A1、A2）可以分别控制输出电压U0稳定和作输出过电流保护

34、一类的功能。若接在RT与CT端的电阻为RT（K），电容为CT（F），则三角波的振荡频率为： fosc=1.1/RTCT式中,RT和CT取值范围：RT=5100K,CT=0.0010.1F。输出方式控制端（13脚）控制TL494的应用方式。当该端为高电平时，两路输出分别由触发器的Q和 端控制，形成双端输出式；当13脚为低电平时，触发器失去作用，两路输出同时由PWM比较器后的或门输出控制，同步地工作。两路并联输出时，输出驱动电流较大（达400mA），控制原理如图3.2.10所示。Q触发电路采用D 型触发器，如图3.2.11所示，与脉冲输入上升沿同步工作。输出控制端（13）是这触发器的电源端，该端子接地时触发器不加电源则不工作，Q与 为同相输出。该端子加5V电压时，VT1与VT2组成的触发器工作，Q与 交互输出。QQTL495（CW495）是TL494（CW494）的增强型，其电路原理方框图如图3.2.12所示。它比TL494增加了一个齐纳管VDZ和UZ电压输出端（15脚）。在触发器上设置一个