完整版电涡流位移传感器设计文档良心出品

1、电涡流位移传感器设计技术要求:1、量程：020mm2、精度：1mm3、鼓励频率：1M Hz4、输入电压：24V5、介质温度：-50 C250 c6、外表的粗糟度：0.4 m m 0.8 m m7、线性误差： ±2%8、工作温度：探头-20120 C,延长电缆-20120 C,前置器-3050） C9、频率响应：05KHz一、总体设计方案电涡流传感器能静态和动态地非接触、高线性度、高分辨力地测量被 测金属导体距探头外表的距离.它是一种非接触的线性化计量工具.电涡 流传感器能准确测量被测体必须是金属导体与探头端面之间静态和动 态的相对位移变化.电涡流传感器以其长期工作可靠性好、测量范围宽

2、、 灵敏度高、分辨率高、响应速度快、抗干扰力强、不受油污等介质的影响、 结构简单等优点.根据下面的组成框图,构成传感器.敏测氨敏感元件非电量.传感元件,电参量“测量电路u 电量,卅根据组成框图,具体说明各个组成局部的材料：1敏感元件：传感器探头线圈是通过与被测导体之间的相互作用,从而产生 被测信号的局部,它是由多股漆包铜线绕制的一个扁平线圈固定在框架上构成, 线圈框架的材料是聚四氟乙烯,具顺耗小,电性能好,热膨胀系数小.2传感元件：前置器是一个能屏蔽外界干扰信号的金属盒子,测量电路完全 装在前置器中,并用环氧树脂灌封.3测量电路：本电路拟采用晶体振子及其外围电路来产生振荡.同时考虑到 当采用晶

3、体振子构成正弦波振荡电路时, 有众多的模拟要素需要处理.如电路常 数确实定,工作点的设定和负载阻抗的选用等.因此本电路将采用由COM咬向器与晶体振子组成的最简单且稳定性高的电路, 来产生频率为1M的方波信号源.二、电涡流传感器的根本原理2.1 电涡流传感器工作原理根据法拉第电磁感应定律,当传感器探头线圈通以正弦交变电流"时,线圈周围空间必然产生正弦交变磁场H,它使置于此磁场中的被测金属导体外表产生 感应电流,即电涡流,如图2-2中所示.与此同时,电涡流i 2又产生新的交变磁 场H; H与H方向相反,并力图削弱Hi,从而导致探头线圈的等效电阻相应地发生 变化.具变化程度取决于被测金属导

4、体的电阻率 p ,磁导率以,线圈与金属导体的距离x,以及线圈鼓励电流的频率f等参数.如果只改变上述参数中的一个,而 其余参数保持不变,那么阻抗ZM成为这个变化参数的单值函数,从而确定该参数 的大小.电涡流传感器的工作原理,如图2-2所示：图2-2电涡流I：仟原丹2.2 电涡流传感器等效电路分析为了便于分析,把被测金属导体上形成的电涡流等效成一个短路环中的电 流,这样就可以得到如图2-3所示的等效电路.Ri1 .U电祸湍情融舞等3t电路图中R1, L1为传感器探头线圈的电阻和电感,短路环可以认为是一匝短路线圈,其中R2, L2为被测导体的电阻和电感.探头线圈和导体之间存在一个互感 M 它随线圈与

5、导体间距离的减小而增大.U1为鼓励电压,根据基尔霍夫电压平衡方 程式,上图等效电路的平衡方程式如下：A 2 7? + JO L212 j» M11 - 07? 1 /1 4- jco LI jcoM12 - U 1经求解方程组,可得I1和I2表达式:I"-r 5及* 严一.一、心+ j叫- WM- 3上五； + 田上21月+加上1 32忒十出&尸1tJ.由此可得传感器线圈的等效阻抗为：U= & + -；r 卬从而得到探头线圈等效电阻和电感通过式2-4的方程式可见：涡流的影响使得线圈阻抗的实部等效电阻增 加,而虚部等效电感减小,从而使线圈阻抗发生了变化,这种变

6、化称为反射阻抗 作用.所以电涡流传感器的工作原理,实质上是由于受到交变磁场影响的导体中 产生的电涡流起到调节线圈原来阻抗的作用.(2-4)因此,通过上述方程组的推导,可将探头线圈的等效阻抗 衣示成如下一个简单的函数关系：二二二- -'其中,x为检测距离；以为被测体磁导率；p为被测体电阻率；f为线圈中激 励电流频率.所以,当改变该函数中某一个量,而固定其他量时,就可以通过测量等效阻 抗Z的变化来确定该参数的变化.在目前的测量电路中,有通过测量 AL或AZ等 来测量x , p ,仙,f的变化的电路.2.3 电涡流传感器测量电路原理电涡流传感器常用的测量电路有电桥电路和谐振电路,阻抗Z的测量

7、一般用电桥,电感L的测量电路一般用谐振电路,其中谐振电路又分为调频式和调幅式 电路.二工振荡器A检测器图2-4电桥电路原理电桥法是将传感器线圈的等效阻抗变化转换为电压或电流的变化.图2-4为电桥法的原理图.图中A, B两线圈作为传感器线圈.传感器线圈与两电容的并联阻抗作为电桥 的桥臂,起始状态,使电桥平衡.在进行测量时,由于传感器线圈的等效阻抗发 生变化,使电桥失去平衡,将电桥不平衡造成的输出信号进行放大并检波, 就可 得到与被测量成正比的输出.电桥法主要用于两个电涡流线圈组成的差动式传感 器.谐振法是将传感器线圈的等效电感的变化转换为电压或电流的变化,传感器 线圈与电容并联组成LCW谐振回路

8、,其谐振频率为 1二1/技丘石,谐振时回路的等效阻抗最大,Z =L/RC,其中助谐振回路等效电阻.当线圈电感L 发生变化时,回路的等效阻抗和谐振频率都将随 L的变化为变化,因此可以利用 测量回路阻抗的方法或测量回路谐振频率的方法间接测出传感器的被测值.调频式电路是通过测量谐振频率的变化来进行测量, 具结构简单,便于遥测 和数字显示；而调幅式电路是通过测量等效阻抗的变化来进行测量, 由于采用了 石英晶体振荡器,因此稳定性较高.下面以调幅式测量电路为例,说明谐振法的 测量原理,如图2-5所示：晶体振荡器一*放大器一A检波器一滤液器-输出图2-5调一式谐振原理图从图中可以看出LC皆振回路由一个频率及

9、幅值稳定的晶体振荡器提供一个 高频信号鼓励谐振回路.LC0路的输出电压为"二0尸Z,其中i0为鼓励电流, Z为等效阻抗.测量中,当探头线圈远离被测金属导体时,LC回路处于谐振状态, 谐振回路上的输出电压最大；当探头线圈接近被测金属导体时,线圈的等效电感 发生变化,导致回路失谐而等效阻抗发生变化, 使输出电压下降.输出的电压再 经过放大,检波,滤波后由指示仪器电压表读出,或输入示波器显示电压波 形.这样就实现了将L-x关系转换成V-x关系,通过对输出电压的测量,可确定电 涡流传感器线圈与被测金属导体之间的距离 x.电涡流传感器就是利用涡流效应, 将非电量转换为阻抗的变化而进行测量的.三

10、、电涡流传感器探头参数3.1传感器线圈尺寸的选取线圈轴向的磁场分布对涡流传感器的灵敏度和线性范围起决定性作用. 对传 感器来说总是希望灵敏度高,线性范围大.欲使线性范围大,就要求磁场轴向分 布范围大；欲使灵敏度高,就要求轴向磁场强度变化梯度大. 单匝的载流线圈在 轴线上的磁感强度可以根据毕奥-萨伐定律推出：Bk 岑&二严.式中：一一真空的磁导率；r 线圈白半径；I 通过线圈的电流；x 轴线上某点P至线圈中央的距离.当x小时被测体靠近线圈,线圈半径 r小,那么产生的磁感应强度大.当x大时被测体远离线圈,磁感应强度小, 且半径小的变化梯度大,线圈半径大的变化梯度小.为了有较大的测量范围,线

11、 圈的半径应大一些.线圈通以电流I时,那么线圈的电流密度为：Ai=八一匕h那么通过截面dx, dy处的圆形电流元的电流为: 电流在轴线任意点P处所产生的磁感应强度为：i=NI/(r b - ra)h) dx - dy 此2(r»rjA整个载流扁平线圈通以电流i后,在轴线上任意p点处产生的磁感应强度为:式中,x1就是扁平线圈端面到被测体的距离,可用 x表示,所以线圈轴线上 某点P产生的磁感应强度可改写为：按表1中所给参数可做出线圈几何尺寸与线性范围曲线图,可得如下结论： 线圈的匝数越多,线性范围越大；线圈薄时,灵敏度高,因此在设计传感器时, 为使一定大小外径的传感器有较大的线性范围和尽

12、可能高的灵敏度,要求线圈厚度越薄越好；线圈内径改变时,只有在被测体与传感器靠近处略有变化； 线圈外 径大时,传感器的敏感范围大,线性范围相应才会增大,但灵敏度降低,对于要 求测量范围大的传感器,线圈外径要大一些.表1线圈几何尺寸与线性范围的关系线圈编号外径mm外径mm匝数n轴向厚度h mm130255001023025200103302550010430255002530285002630205002730205002820155002图3距离电压变化曲线iCftra因此,电涡流传感器的灵敏度与线性范围,主要取决于传感器线圈的参数.线圈的外径大,传感器的测量线性范围大,但灵敏度低；线性范围小,

13、但灵敏度 高,线圈薄时,灵敏度高.四、电涡流传感器新型测量电路的设计4.1 电路实现方案本文采用如以下图的电路结构进行该电路的设计4.2 振荡电路的选择所谓振荡,就是指能持续发生一定振幅,一定频率的电振动的现象.从而把 持续发生电振动的电路,称为振荡电路.振荡电路是为各种电子电路和电子仪器 提供信号的来源,是电子仪器中不可缺少的器件.鉴于晶体振荡器频率稳定度高于RG此时荡电路,因此本电路拟采用晶体振 子及其外围电路来产生振荡.同时考虑到当采用晶体振子构成正弦波振荡电路 时,有众多的模拟要素需要处理.如电路常数确实定,工作点的设定和负载阻抗 的选用等.因此本电路将采用由COMS向器与晶体振子组成

14、的最简单且稳定性高 的电路,来产生频率为1M勺方波信号源.具体的电路结构如图4-5中所示：R1W.在上图中,从晶体振子的两个端子看 G和G,可知该电路实际上就是晶体等效电感Lx与串联电容Q构成的Lc并联谐振电路.因此该电路的振荡频率f0可如下式表不:2咒业心式中Cl为负载电容C和G的串联值,即C+g)由于负载电容G远远小于晶体振子的静态电容,从式中可以看出,振荡频率 fo的变化非常小,根本由晶体振子的振荡频率来决定电路振荡频率的大小,因此由COMS向器与晶体振子构成的振荡电路能够稳定地产生电路所需要的方波信 号.4.3 滤波电路的选择通过上节的COMS体振荡器,产生出了稳定的方波.方波图形和其

15、分解表达 式如图4-6所示.从表达式中可以看出,方波是正弦波的合成波形,其振幅是基 波的奇次倍频率波形振幅的合成.假设从中抽出高次谐波,即可得到所需正弦波.由于本次设计需要滤掉方波中高于1M勺信号,因此可以选用低通滤波器将方 波变成正弦波.滤波电路有多种形式,大致分为有源滤波和无源滤波,二者最大 的差异在于滤波电路中是否使用了有源元器件一一运算放大器.对于截止频率为f f-中加为奇数MH数量级的滤波电路,那么有源滤波器对运算放大器等的高频特性要求非常严格. 因此在本电路中,将采用结构相对简单的无源滤波电路.sin () + = si n (3a?/ ) + ： si n ()-1b - sin

16、 ( ra 图4亮方波乐总分翩国在滤波器的近代设计方法中有各种方式, 如巴特沃思型、切比雪夫型、贝塞 型、高斯型等.本文选用通带内响应最为平坦的巴特沃思型低通滤波器,它对构成滤波器的元件Q值要求较低,因而易于制作和到达设计性能.为了同时满足电 路滤波的精确性和结构简单,本次设计预选用巴特沃思型 3阶低通滤波器,其基4.4 增益调节电路的选择经过滤波电路后输出的正弦波信号,由于信号幅值的衰减,很难直接满足设 计时的要求.因此在电路中,为了便于调节,使输出电压值能满足需要,有必要 在滤波电路之后加上一个增益调节环节. 常用的增益调节电路,有同相比例放大 器和反向比例放大器.具体的电路结构分别如图

17、4-8中a、b所示：(a)反向比例放大电踣Lb)同相比例放大电璃图4-8增益调-电踣结构图上图中两电路的根本特性参数比较如表 4-1所示：4-1两电路整水特性黎效比蛟且同相比M放大器反向比例放大瑞闭环电压刑益-依 J号)输入世限他8Ri输出电阴值00从上表中可以看出,两电路都能灵活调节输出电压幅值的大小. 但同时考虑 到各模块电路之间需要加隔离电路, 而同相比例放大的输入电阻趋于无穷大, 更 适合于做隔离电路.因此兼顾调节幅值和隔离电路的两个功能,本次设计选用同 相比例放大电路来做增益调节环节.4.5 移相电路的选择本次设计中,要得到两个幅值相等的正交信号,必须采用移相电路.将上节 滤波后所得

18、到的交流信号经过90度移相后即可得到两个正交的信号.本次设计采用如图4-10所示的有源移相电路.m 4-id -电路上图中的电路是通过将单节 R(S相电路接入到反向放大器的非反向输入端 子来实现的.该电路可在保持输入输出电压幅值不变的情况下,进行90度移相,这就有效地解决了采用R徼联所带来的麻烦.根据理想放大器的条件,可得如下 方程组：1从上述方程组可解得该电路输入一一输出关系：Vo R-jRRC斤一凡 + j%gRC令 此,那么上式可写为：r rRCq 二 k 二Vi1 + ja>RC从上式中所列出的该电路传递函数表达式,可得到该电路的幅频特性:布十也丁VI切+(gRC),当取R1=R

19、2即k=1时,上式的值为1,即说明图4-10中的电路输入输出的电 压幅值保持不变,且与输入信号频率无关.因此该电路可以实现幅值不变的电路移相.同时,令 9 1为上式分子中复数的相角,9 2为分母复数(1 + zRC)的相角,9为该电路输入输出移相角度.根据上式可得出表达式：4 = arctan (-gRC)< 8 = arctan(twJ?(7)'8 二1一 外 再由上述方程组经过反三角函数变换可得:etail = gRC = ZnJRC上式即为该电路的相频特性.从该式得到的结果可以看出,该电路电压信号输入与输出移相的大小是由R Cffi输入频率共同决定的.因此合理取得R C勺值

20、, 就可以实现固定频率下幅值不变的90度移相.4.6电压-电流转换电路的选择从前面的电路设计原理中可以看出,该模块电路的功能是为了给探头线圈提 供稳定交流电流源,以便到达探头线圈上电压的变化直接反映探头线圈阻抗的变 化.本次设计将采用U/I转换电路来实现这一功能.U/I转换电路实际上是让负载上的电流不随负载的变化而变化,只与输入电 压和电路本身的参数有关.考虑到线圈电压的测量和简单的电路结构, 设计了一 个负载接地的单支运放电压-电流变换电路.U/I变换电路大致可分为电流负反响 和电压正反响型,由于电压正反响型的线性度更好,所以采用2构如图4-11所示 的变换电路.在上图中,根据理想放大器的条

21、件,可得方程组：+.R/RJ + R*展匕+ K q解该方程组可得负载电流I L：匕%当取“ 衣】时,将其带入上式,负载电流Il可简化为:由此可见,在图4-11所示的电路中,当固定电路各参数时,负载 R上的电流 大小与输入电压V成正,而与负载大小无关,从而实现 U/I转换.假设输入电压V 不变那么负载电流Il保持不变,因此可以构成一个负载接地的稳定交流电流源,以满足设计需要.五、电路参数设计5.1 COMS波发生器由上局部的分析原理可知,COMS相器与晶体振子就能构成一个最简单且振 荡频率很稳定的方波振荡器,为本电路设计提供一个最初的方波信号.本次多谐振荡器是由74HC04I列的反相器和1M勺

22、晶体振子以及少数电阻电 容构成的,具体电路如图5-1所示.在图5-1所示电路中,高速COM城相器74HC0在其阈值电压附近作为线性放 大器使用.反响电阻R是用于稳定反相器输入端工作点位的电压,为反相器提供 适当偏置.由于COMS路输入电流小的关系,R要尽量选用高阻值电阻,这里选 用1M勺阻值.C1, C21负载电容,具作为晶体振子的重要参数,取值在晶体振子 的资料都有说明.一般的高频晶体振子负载电容在 1630pF,同时考虑到IC引脚 的等效输入电容的影响,在本电路中取C1=C2=47pF由此构成一个频率稳定的方 波振荡器.N s-1方波内演电踏5.2 无源滤波电路本次设计依据归一化LF睐设计

23、巴特沃思型低通滤波器,就是以巴特沃思型 的归一化LPFS计数据为基准滤波器,将它的截止频率和特征阻抗变化为待设计 滤波器的相应值.以下图5-3为3阶的巴特沃思基准滤波器,其截止频率是 1/2九Hz,特征阻抗为1欧姆.待设计的滤波器的截止频率定为1研由于方波振荡输出电阻较低,因此可以 任意设计滤波器的特征阻抗.根据容易获得的电感值,假定Li=100uH,那么通过R=2万加占可简单估算特征阻抗可为628Q ,再通过归一化计算可得出滤波电 路的参数值.滤波器截止频率的变换是通过先求出待设计滤波器截止频率与基准 截止频率的比值M再用这个豚求得所有原件的值,具体计算公式如下：;待设计滤波踹的截止频率M

24、=-基准滤波器的截止频率其特征阻抗的变化是通过下面计算式来实现的月_特设计滤波器的特征阻抗一"贴一滤波器的特征阻抗广 - Js-LK通过上面两步计算过程,可求得满足设计要求的低通滤波器参数值, Li=190uH, G=G=253pF.与市场容易获得的电感,电容值相结合选取,所得低通 滤波器电路如图5-4所示,其中R为驱动阻抗,R为终端阻抗.图5-4实际滤波电路5.3 幅值不变的移相电路从第四局局部析知,使图4-10所示的移相电路中R=R,根据经验一般选那么常0 tail 0R 二tan = 0)RC - 24 fRC工贪 f C用电阻值10颂姆.再根据式2可得： 取C=10pF当fi

25、n为1M寸,由上式可推得R=15.92K.该移向电路图如图5-8.5.4 电压-电流转换电路当放大器输入电压不变时,流过 R上的电流就为常数.R与负载RL在分流 关系,为了让负载电流IL更稳定,R阻值应远远大于RL实验可测得负载线圈的 阻抗值在50354映姆,因此取R吻10K.电路结构如图5-12所示.WVVEER1图5匕电用,11流转怏电相用六、电路的优化以上设计的各电路模块通过仿真验证都能较好的实现其功能,但是在实际的电路实验中发现其中存在如下的缺点：1 .在移相电路环节与增益调节局部,过多的可调节点,使电路调试起来很不 方便.2 .在电压-电流转换电路处,负载电流过小,也为后续电路计算带

26、来不便, 而且该电流大小不能按需要灵活调节.因此需要对这两个局部的电路进行改进.6.1 移相电路的改进鉴于该环节存在的缺点,同时考虑到高速运算放大器本钱较高, 决定采用无 须调节且相对廉价的数字电子电路来实现电路 90度移相.具体的数字移相电路结 构如图5-14所示.该电路结构简单,只是使用了两个常用的 74系列D®发器；极 少的外围电路元器件,提升了电路的抗干扰性能.在图5-14中,根据面虫发器的真值表：当时钟下降沿时,Q.1=D,可以推得 该电路的时序图,如5-15所示.从图5-15中可以得出两点结论：第一,Q与Q处的输出波形周期T2变为了原 输入时钟波形周期T1的四倍,即输出波

27、形频率变为原输入波形频率的 4倍；第二, Q处输出波形与Q处输出波形时间相差1/4个周期,即Q处输出波形与Q处输出波 形移相90度.In O-J IHUJ ILh 6-VMHCj' W tiVVI>D塔m2_vnoffl 5-14粒字电路程向9Q废电即国ML =DUt Z图M5数字移对电野娘理图因此,从上面的分析结果知,原来的整体电路原理需要做适当的调整.改进后的电路原理图如图5-16所示：图5-16改进后的整体电路熄理僧|在上图中,将方波振荡器输出的方波作为上图5-14的时钟信号输入,那么输 出的必然是两个移相90度的方波,再经过滤波就可得到两个正交的正弦波.同时需要将原来方波

28、1M勺振荡频率,改为4M勺振荡频率.此后的电路就将采用如图 5-16所示的设计方案进行.6.2 电压-电流转换电路的改进从上节的转换电路可知,负载电流的大小不能灵活调节,给后面的计算带来 不便,所以对其有所改进.电路结构如图 5-17所示：R2WV10kD VEE图5-17凶用后的电电流转换电怖 Lit一国4十几因A = 由上式可得：从上图所示电路可得式区4旦+8十号-&鸟+4+鸟鸟a+凡如令柒安?二国十那么上式可变为最匕当取R=R时,负载电流II的值,就由输入电压和取样电阻 R确定.R的取值 就比较灵活,因此负载电流的取值就可以根据需要来确定. 同时与负载并联的阻 值越大,负载电流越

29、稳定.在图5-17中,当输入电压为2V寸,电流计算值为2mA;当负载变化时,仿真电 流表所示的负载电流值,如表5-2所示：5-2电路改用心的逆裁电流值R 1口郑沿404143L 3 8085858381Il ( mA )0432 0462 0462.D45043R ( Q )4450525257L 幽j86&284&6S41L ( mA 1a 047二 0442 0452.D472.045从表5-2中可以看出,随着负载的变化,负载电流在2.0432.047mA之间变化, 非常稳定.因此这个改进的U/I转换电路能更好的满足本次设计电路的需求.6.3 电压-电流转换电路二次改进根据

30、上面的电路的仿真结果可知,该电路可以很好地满足设计的功能要求.但是该电路的外围元器件相比照拟复杂,这给电路在后续的PC酸制和焊接带来不便.同时上面的电压-电流转换电路是在电阻值平衡的根底上来实现的,这在 实际实验时可能会由于元器件的制造误差而不能很好地实现其电路功能.因此为了使电路整体的结构更加精简,实验效果更好,本次设计采用如下电压-电流转换电路,其具体结构如图5-18所示：-Wv»(>uHClin V；inRI-WV 1KQVtE-15VVEEWnFADU1/AN15VC2 G* 口IPnF GNDGND-4> GNDant1515-19再次曲进后的电选-电流特换电路

31、从上图中的电路结构可以看出,该电路实际上是利用了反向比例放大器的原 理,将本次设计中的负载线圈作为反响电阻加在了反向比例放大其的反响支路 上.因此根据反向比例放大器原理和上面电路的结构,可得如下式子：匕二一点+加上.Ai根据理想放大器的原理,放大器输出端的电压VcB是负载线圈上的电压,那么负载线圈中的电流IL就为:Il -(R + jaL)因此求解可得：所以从上式可以看出,负载线圈中的电流值与负载线圈大小无关, 所以该电 路可以做到负载中的电流不随负载的变化而变化, 从而给负载提供一个稳定的交 流电流.当输入电压为2V,负载发生变化时,负载中的电流值如表 5-3所示：衣上3再次比进行的负曩电流

32、值R1 口 >招39404143L(fiH )£tOS5&5stII工 ntil )10212.0222.0222.0322.02tRL )4450525257L(pH J8682S4的84II )2.0220212.0222.0222.022从表5-3中可以看出,当负载线圈发生变化时,其上的电流值在2.0212.022 m&l间变化.较小的变动可以认为该电路上的电流值是保持不变的. 它比前面的 转换电路结构简单,负载电流稳定效果好.因此根据仿真性能的比较,最终选用 这个转换电路进行制板实验.七、误差分析7.1 非线性补偿由于振荡回路的检波输出与测量位移之间为非

33、线性关系,为了提升涡流传感器的使用范围和精度,必须对电涡流传感器进行非线性补偿.补偿方法有串联 式补偿和并联式补偿,本文采用串联式补偿.V)= f(x)式中：x为测量位移.补偿模块的表达式为VO = C(x)传感器的最终输出与测量位移之间为线性比例关系船0 = kx式中:k为比例常数,那么要求补偿模块的函数关系为v0 = C( x) =(x)由于实现串联式非线性补偿的函数为传感器非线性关系的反函数,所以对电 涡流传感器进行标定,建立测量位移与检波输出之间的函数,并进行多项式拟合, 建立多项式的反函数.7.2 动态特性电涡流传感器的动态特性主要由振荡回路和检波回路的频率特性决定,整G(s)个传感器的传递函数表示为：2Al,S + 1 (RCiS + 1>|I &)式中：Li为线圈的电感；Ri为线圈的串联电阻；RC2为检波