交流调速PWM课件

第六章

PWM控制技术交流调速系统PWM简介利用半导体器件的导通和关断，把直流电压变成一定形状的电压脉冲列，以实现变频、变压及控制和消除谐波为目的的一门技术。降低高次谐波成分、减少转矩脉动、拓宽调速范围用脉冲宽度不等的一系列矩形脉冲去逼近一个所需要的电压或电流信号。6.1脉冲宽度调制（PWM）方波逆变器可以方便地调整输出电压的频率，但输出电压的幅度在逆变环节中无法调节，通常需要增加调压环节完成调压功能，但这种方法使系统复杂，且输出电压谐波大。从傅立叶分析可知，如果把方波逆变器输出的方波用个小方波取代（如图6-1所示），就可以通过控制小方波的宽度控制逆变器输出基波的幅度。由于小方波的频率是逆变器输出基波频率的N倍，因此逆变器输出的最低次谐波频率升高，即可以通过增加N的办法减小最低次谐波幅度。同时由于LC低通滤波器的截止频率升高，因此体积也减小。1964年，德国学者A.Schonung和H.Stemmler率先提出了脉宽调制（PWM:PulseWidthModulation）的思想，把通讯技术中的调制技术应用于交流传动中，开创了DC-AC技术研究的新领域。一般说来，PWM信号输出端加适当的滤波器可以恢复出原调制波信号。

把一个正弦半波分作N等分，然后把每一等分的正弦曲线和横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。图6-1方波逆变器输出的方波用N个小方波取代，改变小方波脉冲宽度调节输出基波幅度PWM逆变器从根本上解决了方波逆变器存在的问题。近几十年来，该技术一直是电力电子的研究热点，并在工业应用领域产生了极大的经济效益。在技术实现上，从模拟电路发展到全数字化方案；在调制原理上提出了自然采样法、规则采样法、等面积算法、消除有限次谐波的优化调制方法等等。为了适应交流异步电机变频调速的应用，提出了电压正弦波调制、磁通正弦波调制和电流正弦波调制算法。为了获得优良的输出波形，提出了消除有限次谐波的算法、效率最优的和转矩脉动最小的PWM算法。为了消除音频噪声、消除低次谐波以及提高系统稳定性，又提出了各种随机PWM技术。到目前为止，对这一技术仍不断有新方案提出，充分体现出其强大的生命力。1、PWM波形生成原理

在采样控制理论中，有一个重要结论：冲量相等而形状不同的脉冲，加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量，即是指窄脉冲的面积。这里所说的效果相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果将其输出波形用傅氏变换分析，其中低频特性基本相同，仅在高频段略有差异。例如，图6-2中所示的三个面积相等但形状不同的窄脉冲，当他们分别加在惯性上环节上时，输出基本相同，并且，脉冲宽度越窄，其输出的差异越小。当脉冲变为图6-2(d)中的单位脉冲函数时，环节的响应即为该环节脉冲过度函数。

图6-2形状不同而冲量相同的各种脉冲b)冲量相等的各种窄脉冲的响应波形具体的实例说明“面积等效原理”a）u(t)－电压窄脉冲，是电路的输入。

i(t)－输出电流，是电路的响应。

基于上述理论，下面再来分析一下如何用一系列幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波。将图6-3(a)中所示的正弦波（半个周期）分成N等份，可以把正弦波（半个周期）看成由N个脉冲组成。这些脉冲宽度相等，幅值不等，脉冲顶部不是水平直线，而是按正弦规律变化的曲线。我们将这些脉冲以一组幅度相等、宽度不等的脉冲代替，使脉冲的中点和相对应的正弦等分的中点重合,且使脉冲面积和相应的正弦部份面积（冲量）相等，我们就得到如图6-3(b)所示的一组脉冲,把它们重画在一起，如图6-4所示，这就是SPWM波形。

6-3幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波示意图把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。图6-4为所希望的波形和所期望的SPWM波的关系。图6-4所希望的波形和所期望的SPWM波的关系PWM基本原理由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦的半周等效上页图中一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出PWM波形。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，符合逆变器的电能直交变换模式。因此，只需要一个可控功率环节，简化了结构SPWM原理实际上，以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrierwave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulationwave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。理论上，脉冲宽度是可以严格计算的D=面积/幅值为何采用等腰三角波作为载波？因为等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，在交点时刻就可以得到宽度正比于调制信号波幅度的脉冲。图6-5为调制波、载波和SPWM波的关系图形。采用SPWM技术时可以对DC-AC逆变器的输出幅度和频率进行独立控制。需要说明的是，PWM和SPWM这两个术语，实质上是没有区别的，有时为了强调正弦波调制，用SPWM表示，经常混用这两个术语。SVPWM是从电机控制角度出发，指电机磁通正弦脉冲宽度调制。6-5调制波、载波和SPWM波的关系6-6SPWM技术对DC-AC逆变器输出幅度和频率独立控制示意图SPWM原理SPWM的原理为在控制电路中调制，在主电路中输出。在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号）加载于频率为fc幅值为Uc的三角波WΔ（载波）后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形，SPWM输入输出原理框图如图6-7所示：在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号）加载于频率为ft幅值为Ut的三角波WΔ（载波）后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形；图6-72PWM的调制方式与相关术语

单极性（Unipolar）PWM调制与双极性(Bipolar)PWM调制单极性脉宽调制：如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内。单极性PWM控制方式如图6-6，图6-8所示，它说明了SPWM技术对DC-AC逆变器输出幅度和频率独立控制。单极性调制中，逆变器同一桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基波）的半周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。单极性SPWM波形单极性SPWM波形当参考电压高于三角波电压时，相应输出电压为正电平，反之则产生零电平。负半轴是用同样的方法调制后再倒相而成。调制结果是产生等幅、不等宽的脉冲列。逆变器主电路能对电机绕组的进线端提供三个不同的电位值（参考点可任选取）

单极性PWM控制方式（单相桥逆变）ur正半周，V1保持通，V2保持断,V3,V4交替通断。当ur>uc时使V4通，V3断，uo=Ud。当ur<uc时使V4断，V3通，uo=0。ur负半周，请同学们自己分析。单极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud表示uo的基波分量在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。双极性脉宽调制：如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化。图6-5为双极性PWM调制。在双极性PWM调制方式中，同一桥臂上下两个功率开关的驱动信号是互补的信号，但实际上为了防止同一桥臂上下两个功率开关直通而造成短路，在两个信号中间加入死区，死区时间大小主要由功率开关器件的关断时间决定，死区时间将会给输出的SPWM波形带来影响，使其偏离正弦波。双极性SPWM波形双极性SPWM调制方法和单极性相同；双极性控制时逆变器同一桥臂上下两个器件交替通断，处于互补的工作方式。主电路提供两个电位值。双极性SPWM波形这两种方式的差别仅仅在于正弦波与三角波比较的方法。一般说来，单极性PWM调制方案产生的谐波较小，但是难于实现，在本书中只讨论双极性PWM调制方法。双极性PWM控制方式（单相桥逆变）在ur的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负，其幅值只有±Ud两种电平。同样在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制器件的通断。ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。当ur>uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，

uo=Ud。当ur<uc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号。如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-Ud。

双极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。双极性PWM控制方式（三相桥逆变）三相桥式PWM型逆变电路三相的PWM控制公用三角波载波uc三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud三相桥式PWM型逆变电路

三相桥式PWM逆变电路波形

下面以U相为例分析控制规律：当urU>uc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN’=Ud/2。当urU<uc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN’=-Ud/2。当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通。uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2两种电平。uUV波形可由uUN’-uVN’得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成负载相电压PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5种电平组成。ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud三相桥式PWM型逆变电路

三相桥式PWM逆变电路波形

根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大2）载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式因此，在采用异步调制方式示，希望尽量提高载波频率，以便在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。同步调制——载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即N等于常数。ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud同步调制三相PWM波形基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。分段同步调制——异步调制和同步调制的综合应用。把整个fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段的N不同。在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。分段同步调制方式举例

3)调制度（ModulationIndex）调制度（ModulationIndex）定义：

如果MI高，正弦波输出幅度也高，反之亦然。即有以下线性关系：V1是逆变器输出电压的基波幅度；Vin为输入直流电压的幅值。

3、SPWM生成方法1）自然采样法(Naturalsampling)按照SPWM控制的基本理论，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率器件的通断，这种生成SPWM波形的方法称为自然采样法。正弦波在不同的相位角时其值不同，因而与三角波相交所得的脉冲宽度也不同。另外，当正弦波频率变化或者幅值变化时，各脉冲的宽度也相应变化，要准确生成SPWM波形，就应准确地计算出正弦波和三角波的交点。正弦调制波为

式中：MI为调制度(即调制波幅值与载波幅值之比).从图6-9可以看出，在三角波载波的一个周期内，其下降段和上升段各与正弦调制波有一个交点，使正弦调制波上升段的过零点和三角波下降段过零点重合并把该时刻作为零时刻。同时，把该点所在的三角波周期作为正弦调制波周期内的第一个三角波周期，则第n个周期的三角波方程可以表示如下：6-9自然采样法这样，正弦调制波和第n个周期的三角波的交点时刻和可分别由下式求得在给定和难后，求解上面两式即可求得，脉冲宽度δk可由下式求出：tA和tB均是未知数，求解这两个超越方程式非常困难的，这是由于正弦调制波和三角波的交点的任意性造成的。由于求解时需要花费较多的计算时间，以在实时控制中在线计算，因而自然采样法在实际工程应用不多。

2）规则采样法(Regularsampling)规则采样法有不对称规则采样法（Asymmetricregularsampling）和对称规则采样法(Symmetricregularsampling)两种。规则采样法的脉冲宽度关系如图6-10所示，在对称规则采样法中；而不对称规则采样法中。三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波(负峰点)重合。规则采样法使两者重合，使计算大为减化。如图所示确定A、B点，在tA和tB时刻控制开关器件的通断。脉冲宽度d

和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。对称规则采样法原理ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d图6-10规则采样法对于不对称规则采样法，把一个周期分为四等份，等份线与正弦波在一个周期内有三个交点，除去等份线与正弦波交点，剩余两个交点，此两个交点作为采样点，过这两点作平行线与三角波在内有四个交点，取采样点最近的两个交点作为脉冲的开通时刻和关断时刻。图6-11对称和不对称规则采样法对称规则采样法计算公式推导正弦调制信号波三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度(6-2)MI称为调制度，0≤MI

<1；wr为信号波角频率从图6-10得,

(6-1)ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d图6-10对称规则采样法

不对称规则采样法计算公式3）三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120°同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为d´U、d´

V和d´

W，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(6-1)得

由式(6-2)得利用以上两式可简化三相SPWM波的计算(6-3)(6-4)对于三相桥式逆变电路，应该形成三相SPWM波形。三相正弦调制波互差120o相位，设在同一三角波周期内三相的脉冲宽度分别为、、，由于在同一时刻三相正弦调制波电压之和为零：左边负脉冲宽度：右边负脉冲宽度：利用上述公式可以简化生成三相SPWM波形时的计算。

6.2SPWM集成电路芯片

6.2.1

HEF4752

6.2.2SLE4520

目前应用较多的集成电路芯片为HEF4752、SLE4520、MA818、8XC196MC6.2.1HEF4752是英国Marllard公司制造，是采用LOCMOS工艺制造的大规模集成电路，专门用来产生SPWM信号。它的驱动输出经隔离放大后，既可驱动GTO逆变器，也可驱动GTR逆变器，在交流变频调速中作中心控制器件调频范围为0-200Hz，开关频率不超过2kHz适合于以GTR或GTO为开关器件的变频器，而不适用于IGBT变频器既可用于模拟电路，也能用于数字电路HEF4752主要特点1）能产生三对相位差120°的互补SPWM主控脉冲，适用于三相桥结构的逆变器；2）采用数控方式不仅能提高系统控制精度，也易于与微机联机；3）采用多载波比自动切换方式，随着逆变器的输出频率降低，有级地自动增加载波比，从而抑制低频输出时因高次谐波产生的转矩脉冲和噪声等所造成的恶劣影响。能使逆变器输出电压同步调节。4）为防止逆变器上下桥臂器件直通，在每相主控脉冲间插入死区间隔，间隔时间连续可调。HEF4752引脚说明

28脚双列直插式标准封装DIP芯片，它有7个控制输入(K,L,CW,I,A,B,C)，4(FCT,VCT,RCT,OCT)个时钟输入，12个驱动逆变器输出，3个控制输出(RSNY,UAV,CSP)，两个电源端(VDD,VSS).

6.2.2SLE4520是德国Siemens公司生产的一种大规模、全数字化CMOS集成电路输出频率为0-2600Hz，开关频率高达23.4kHz适用于IGBT逆变器及其他中频电源逆变器SLE4752主要特点1）为了驱动一个逆变器功率电路中的6个独立晶体管，SLE4520产生3对脉宽调制的矩形脉冲，在一相紧接着一相之间相位角为120度；2）数字正弦合成用于控制三相电动机的转速和转矩；3）与单片机接口就能解决大功率频率变换器的连接。4）运行时可通过软件来来控制输出电压的频率。

SLE4752引脚说明

28脚双列直插式标准封装DIP芯片，它有5个控制端，13个输入端，2个电源端，8个输出端(RSNY,UAV,CSP)，两个电源端(VDD,VSS).

6.3PWM跟踪控制技术PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法。把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化。常用的有滞环比较方式和三角波比较方式。6.3PWM跟踪控制技术

6.3.1

电流跟踪型PWM

6.3.2

电压跟踪型PWM

6.3.1电流跟踪型PWM

应用PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，为此前面所述的PWM控制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。

但是，在电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。

常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪PWM（CurrentHysteresisBandPWM——CHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪PWM控制的PWM变压变频器的A相控制原理图示于图6-14。1.滞环比较方式电流跟踪控制原理

图6-14 电流滞环跟踪控制的A相原理图负载L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT4

图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。将给定电流i*a与输出电流ia

进行比较，电流偏差

ia

超过

h时，经滞环控制器HBC控制逆变器A相上（或下）桥臂的功率器件动作。B、C

二相的原理图均与此相同。

采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM电压波形示于图6-14。如果，ia<i*a

，且i*a-ia

≥

h，滞环控制器HBC输出正电平，驱动上桥臂功率开关器件VT1导通，变压变频器输出正电压，使电流ia增大。当增长到与i*a相等时，HBC仍保持正电平输出，VT1保持导通，使电流ia继续增大直到达到ia

=i*a

+h

，

ia

=–h

，使滞环翻转，HBC输出负电平，关断VT1

，并经延时后驱动VT2

但此时未必能够导通，由於电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管续流，使受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，到达滞环偏差的下限值，使HBC再翻转，又重复使导通。这样，与交替工作，使输出电流给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上