光伏并网逆变系统中辅助电源的研究和方案设计

- 1 - 光伏并网逆变系统中辅助电源的研究和方案设计 第一章 绪论 言 能源是经济发展的基础，没有能源工业的发展就没有现代文明。人类为了更有效地利用能源一直在进行着不懈的努力。历史上利用能源的方式有过多次革命性的变革，从原始的蒸汽机到汽轮机、高压汽轮机、内燃机、燃气轮机，每一次能源利用方式的变革都极大地推进了现代文明的发展。 随着现代文明的发展，人们逐渐认识到传统的能源利用方式有两大弊病。一是储存于燃料中的化学能必须要首先转变成热能后才能被转变成机械能或电能，受卡诺循环及现代材料的限制，在机端所获得的效率只 有 33% 35%1，一半以上的能量白白地损失掉了；二是传统的能源利用方式给今天人类的生活环境造成了巨量的废水、废气、废渣、废热和噪声的污染。因此，随着人类生产需求的日益猛增以及地球生态环境的加速恶化，人们研究和开发高效低污染甚至零污染的新生能源技术的需求已经迫在眉睫。太阳能以其清洁、无污染，并且取之不尽、用之不竭等优点越来越得到人们的关注。太阳能将成为 21 世纪最重要的能源之一，据专家预测，到 2100 年，太阳能在整个能源结构中将占 68%的份额 2。 伏技术的发展 太阳能的光伏利用是太阳能利用的主 要形式，主要分为五类：独立系统、并网发电、光电光热结合系统、风光互补和专用系统。最近几十年，太阳能的光伏利用通过以上几种形式得到了迅猛的发展。 90 年代以来，发达国家重新掀起了发展光伏并网系统的高潮，特别是发展屋顶光伏并网系统。屋顶光伏并网系统不单独占地，将太阳能电池安装在县城的屋顶上，非常适应太阳能能量密度较低的特点，而且其灵活性和经济性都优于大型并网光伏电站，有利于普及，有利于战备和能源安全，受到了各国的普遍重视。并网发电是光伏利用的发展趋势，是太阳能发电规模化发展的必然方向 3。 - 2 - 伏并网系统的 拓扑 光伏并网系统的核心是并网逆变器，它影响和决定整个系统是否能稳定、安全、可靠、高效地运行的一个主要因素，同时也是影响整个系统使用寿命的主要因素。并网逆变器实质上是一个有源逆变系统。就并网系统而言，可以分为电流型和电压型两大类。电流型的特征是直流测采用电感进行直流储能，从而使直流侧呈现高阻抗的电流源特性。电压型的特征是直流侧采用电容进行直流储能，从而使直流侧呈低阻抗的电压源特性 4。 光伏并网系统从结构上还可以分为高频和工频两种。工频并网逆变器由于带有工频变压器而体积很大且笨重。它是先通过 C 变换 ，将太阳电池直流电能转化为交流电能，然后通过工频变压器和电网相连，完成电压匹配以及和电网的隔离，实现并网发电。高频并网逆变器首先通过 C 变换器将太阳能电池的直流电升压或者降压转化为满足并网要求的直流电压，然后通过桥式逆变后直接和电网相连 5。 无论是并网逆变器中的哪一个模块，都离不开电力电子技术，电力电子技术是光伏技术应用与推广的重要技术支撑。 课题研究的目的、背景和工作任务 本课题研究的是光伏并网逆变器中的辅助电源。并网逆变器是光伏并网系统的核心，辅助电源则是并网逆变器中的重要组成部分。所 谓辅助电源，就是逆变器系统内部用的给自身芯片提供驱动电压或者工作电压的电源，它的输出精度和稳定度直接影响到了逆变器其他模块的正常工作。它实际上是一个具有 C 变换功能的开关电源，通过某种电路拓扑来实现输入端到输出端的直流转换，其中涉及到脉宽调节、整流滤波、高频变压器和电压电流反馈控制等多种电力电子技术，是一个具有挑战性的课题。 由于逆变器的功率规格不同，对于较大功率的逆变器而言，为了使电流不至于增大很多，需要提高输入电压。因此，对辅助电源的技术指标提出了更高的要求。较高的输入电压意味着更宽的输入范围和开 关管将承受更大的电压应力，这对于开关管的选择以及整个电源的稳定控制是一个值得研究的课题。 公司目前正在研发 5率的光伏并网逆变器，本文研究的正是该逆变器中的辅助电源的设计方案，其技术指标为直流输入 250V 700V，较公司以前的 31较小功率的产品具有更高更宽的输入范围，同时具有更多路的输出，其中增加了一路给风扇供电的输出端，这就增加了辅助电源的输出功率。在这些新的技术指标下，对于功率管的耐压和功耗以及高频变压器的参数选择提出了更高的要求。 - 3 - 本课题就是在上述背景下展开的，本文第二章将分析电源的 工作原理，重点研究反激式开关电源的拓扑结构和设计方法。第三章将讨论该辅助电源的三种实现方案的设计实例，其中第一种方案沿用公司较小功率产品中的辅助电源拓扑，对其电路参数进行反设计，产生设计计算报告，然后在该拓扑上进行修改。第二种方案将采用新的控制策略，实现相同的功能。第三种方案是在第二种方案上的改进，使用电压控制变频技术实现更宽电压范围的输入。第四章给出辅助电源的实验方案和测试结果，对实现结果进行分析，产生实验测试报告。第五章将对整个课题进行总结，得出结论，并对光伏并网逆变系统的前景寄予展望。 第二章 光伏并 网逆变器辅助电源工作原理和设计方法 路拓扑综述 频开关稳压电源的分类 6 按功率变换方式不同，有 C、 C（又称逆变器）和 C（又称直流变换器）三种类别； 按驱动激励方式的不同，有他激式和自激式两种； 按变换器电路分类，则有单端变换器（分为单端正激式、单端反激式两种）和双端变换器（分为推挽变换器、桥式变换器（又分为半桥式、全桥式两种）。 频开关电源的调制方式 变换器的控制电路变换器的重要组成部分，直接影响到变换器的技术性能。 一般讲，控制电路包括调 压控制和保护两部分。控制电路必须考虑到如下一些基本要求及功能：变换器是一闭环调节系统，所以与一般调节系统一样，要求控制电路应具有足够的回路增益，能在允许的输入电网电压、负载及温度变化范围内，输出电压稳定度达到规定的精度要求，即静态精度指标。同时，还必须满足动态品质要求，如稳定性及动态响应性能。因此需要加适当的校正网络或采用多反馈技术。要满足获得额定的输出电压及调节范围的要求。此外，还应具有软启动功能及过流、过压等保护功能。必要时还要求实现控制电路输出与反馈输入之间的隔离。 为保持变换器的输出电压稳定，通常采 用占空比控制技术。改变占空比的调节方式常有脉宽调试（ 脉频调制（ 两种方式。脉宽调制是指工作频率不变，通过改变晶体管导通时间或截止时间来改变占空比，应用最为广泛。脉频调制是采用恒定导通时间、可变截止时间或恒定截止时间、可变导通时间来实现占空比的改变 7。 - 4 - 现代高频开关电源中绝大多数采用 宽调制技术来实现对电路的控制。与早期的线性串联调节稳压电源相比， 宽调制型高频开关稳压电源具有明显的优点： 由于主功率晶体管工作在开关状态，其损耗很小，使电源变换器和整机的效率大为提高。 由于 铁氧体高频变压器的体积和重量明显减少，去掉了原有的笨重和庞大的老式工频变压器，这就大量减少了漆包线和硅钢片，使开关电源的体积和重量大为减少，成本降低； 输入电压的范围可以大大变宽，负载变化的输出电压稳定度也显著提高； 由于开关频率明显升高，使副边输出滤波电容量减小； 电源的可靠性能也明显增加。 电 路滤 波 器电 网交 流 输 入一 次 整 流滤 波直 流高 压直 流 变 换 器二 次 整 流滤 波直 流 输 入比 较 取 样基 准电 压误 差 放 大占 空 比 控 制开 关 脉 冲 F 宽调制 C 高频开关稳压电源的基本电路 图 示为在交流电网输入条件下，脉宽调制 C 高频开关稳压电源的基本电路。关稳 压电源的高频变压器，并不需要像脉冲变压器那样不失真地传递原边的脉冲波形，其主要作用是电压变换、功率传送、实现输入与输出之间的隔离。 宽调制方式，也就是占空比控制方式，通常是在固定开关频率的条件下，直接改变主动率开关管的导通时间宽度。通过取样、比较放大、驱动电路控制开关周期的占空比，把电网输入整流滤波后的直流高压，变成了高频交变开关脉冲并传递到副边，再经二次整流滤波输出客户所需要的特定直流电压和电流值。 路拓扑类型选择 课题设计的电源的技术要求指标是 250路直流输出， 因此属于 实现 C 变换电路可以有多种拓扑结构，常用的有 换电路， 换电路， - 5 - 换电路，这三种电路的输出电路和输入电路都是不隔离的。在很多情况下，希望输出电路和输入电路要电气绝缘，或者希望多路输出，尤其在小功率情况下，一般都采用单端反激式或正激式变换电路。这两种电路都是单晶体管的功率电路，适用于小功率变换，而要求更大的变换功率时就可以由单端正激式变换电路演变出具有多晶体管的功率电路，如推挽、半桥和桥式等功率变换电路，都是正激式组合电路。 本课题涉 及的辅助电源即 C 功率变换电路，具有多路输出，并带有反馈控制，需要输入部分和输出部分有良好的隔离，所以适合采用反激式或正激式拓扑结构。考虑到辅助电源是逆变器内部用电源，其损耗应尽可能小。而一般来说，正激式变换电路用到的功率器件要比反激式多，变压器也多一个消磁线圈，其磁滞损耗必定大于反激式变换电路，尤其是电路工作在 100上的高频，这些损耗就会更加严重。而通常消磁线圈的匝数和原边绕组的匝数相等，占空度 D避免由于晶体管的存储时间使铁心不能复位。实际应用中占空度会更小，意味着较少的连续工作 状态和较大的原边电流，不但增加了开关损耗，降低了电流效率，而且限制了输出调整率。另外，为了使消磁线圈将导通期间存储于磁场中的能量全部返回电源，消磁线圈必须与原边线圈紧耦合，通常采用并绕的方式，在工艺上提出了更高的要求。 当然，反激式拓扑电路的变压器还作为储能电感工作，其体积较大，一般只用于功率较小的 C 变换器。而课题设计的辅助电源功率在 30W 以下，属于小功率变换器，储能电感体积不会很大。 因此，综合考虑技术要求、成本、工艺和控制方式等因素，宜采用反激式拓扑结构的电路实现 C 变换。 端反激 式开关稳压电源的基本工作原理 端反激式变换器的特点 在高频开关电源功率转换电路中，单端变换器（反激、正激式）与双端变换器（推挽、半桥、全桥式）的本质区别，在于其高频变压器的磁芯只工作在第一象限，即处于磁滞回线一边。按变压器的副边开关整流器二极管的不同接线方式，单端变换器有两种类型：一是单端反激式变换器（原边主功率开关管与副边整流管的开关状态相反，当前者导通时后者截止，反之当前者截止时后者导通），二是单端正激式变换器（两者同时导通或截止）。 - 6 - C+D 1图 端反激式变换电路结构简图 单端反激式变换器电路结构简图如图 示，其具有如下优点 8： （ 1） 开关器件少，电路简单； （ 2） 不存在开关管直通问题，工作可靠性高； （ 3） 变压器单向工作，不存在电路不平衡造成的偏磁饱和问题。 单端反激式变换器有如下缺点： （ 1） 开关管承受的电压高，相同电源电压的情况下，单端变换器开关管上承受的电压比半桥式和全桥式电路都高得多； （ 2） 由于变压器单向工作，可利用的铁芯的磁通变化量为 B ,比双端工作的变压器要小得多，所以铁芯利用率低，变压器 体积大； （ 3） 功率传输比的占空比较小，所以输出功率较双端变换器小。 针对开关管承受的电压高这个缺点，可以用双管箝位的形式来解决，其电路如图 示，可以使开关管的电压限制在输入电压于变压器体积大和占空比小这两个缺点，在小功率情况下问题不是很严重，可以忽略其影响。 D 1Q 1Q 2D 3+ 7 - 图 管箝位形式的单端反激式变换器的电路拓扑 端反激式变换电路的基本工作原理 如图 加到原边主功率开关管 激励脉冲为高电平使 通时，直流输入电压 在原边绕组时因副边绕组相位是上负下正，使整流管 向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使 截止时，原边绕组副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后储存在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式变换器只是在原边开关管导通期间储存能量，当它截止时才向负载释放能量，所以高频变换器在开关工作过程中，既起变压隔 离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”（简称“电感变换器” ）。 续模式下变压器原边与副边电流示意图 图 反激式变换器在连续模式下的变压器原边和副边的电流波形示意图。在 通期间，输入直流电压原边线圈中的电流线性升高：( / ) L t。当导通结束时，原边电流幅值为（省略 饱和压降）： 21P O N t （ 2 副边绕组电压为： 2 当开关管 止时，其集电极电位变为高电平，原边绕组电流变为零，副边绕组两端 - 8 - 感应电压极性反向，使 通，压器储能开始释放，副边电流则线性下降。它经变压器耦合反射到原边，又形 成一个上负下正的反射电压： （ 2 当开关管从导通变为截止时，原边绕组电流变为零，高频变压器将储存能量转移到副边，此时整流二极管导通，副边绕组产生感应电流。若忽略变压器的各种损耗，根据能量守恒定律，则高频变压器的初级与次级能量应满足关系式 221122P P S L I （ 2 式中，21 刚截止时副边电流的最大值。同理，当开关管 截止状态变为导通时，整流二极管变为截止，副边绕组电流突变为零，则经释放过程后剩余的能量将转移回初级，故有： 22111122P P S L I （ 2 式中，1 通，电路工作进入稳态后，原边电流又线性增大，变压器又开始储存能量。在 止期间，流过副边绕组的电流为： 2 （ 2 式中，1 开始截止时的副边绕组电流幅值。因原边与副边电流、绕组匝数关系式为：22P P S I N，因此可得到关系式： 22 （ 2 端反激式变换器的三种工作状态 由于原边、副边电 感量为常数，使原边电流和副边电流按现行规律升高或降低。根据式（ 1单端反激式变换器的副边电流工作状态有三种： 磁化电流的临界状态：2( / ) /O F F S O V I（见图 电流波形） （ 2 磁化电流的非连续状态：2( / ) /O F F S O V I（见图 电流波形） （ 2 磁化电流的连续状态：2( / ) /O F F S O V I（见图 电流波形） （ 2 - 9 - F N 12 FN O F V O F a ) 原 边 绕 组 感 应 电 压 及 磁 通( b ) 主 功 率 管 开 关 电 压( c ) 原 边 绕 组 电 流( d ) 副 边 绕 组 电 流图 临界状态下单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形 临界状态是指：开关管 截止时间结束的过程 重新导通之前，副边电流正好降低到零，原边绕组电流也将从零开始线性升高，升高速率为 ( / ) t。临界状态时的原边电流、副边电流、原边绕组感应电压、开关管电压波形、高频变压器磁通变化波形等图 - 10 - 112 V ( a ) 原 边 绕 组 感 应 电 压 及 磁 通( b ) 主 功 率 管 开 关 电 压( c ) 原 边 绕 组 电 流( d ) 副 边 绕 组 电 流图 非连续状态下单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形 非连续状态指： 止时间长于副边绕组电流降到零的时间，即2( / )O F F S O V I，也就是副边电流与变压器磁通 是在 止之前已下降到零（假若不计剩磁）。在新的周期开始 导通时，原边电流和磁通都是从零开始线性增大，其速率为 ( / ) t。 在磁化电流为临界状态和非连 续状态下， 通期间储存在变压器中的能量为：2 2(1 / 2 )L P I 根据式（ 2知，单位时间里的供电能量，即输入功率为： 2222122 P P L T （ 2 假若不考虑电路中的损耗，全部功率都输送到负载上，那么输出功率等于输入功率：2 2 22O O T由此，可得到输出电压的计算式： 2 N （ 2 - 11 - 在非连续状态下的单端反激式变换器的电压、电流 和磁通波形见图 式（ 2知，输出电压与负载电阻有关：负载电阻越大、输出电压越高，而负载电阻越小则输出电压越低。这是反激式变换器的工作特点。因此空载时必须接上“假负载”，否则会造成输出电压过高而损坏晶体管。另外，输出电压值还随输入电压的变化而改变，并随导通时间的延长而增大。 当 止时，副边整流二极管导通，若忽略其正向压降，则副边绕组电压值约等于输出电压。设因此原边绕组上的感应电压为： ( / )L P P S N V（ 2 可见在 止期间，它承受的电压为： L P V E （ 2 因此在选择功率开关晶体管时，不但要考虑变压器原边电流最大值是否超出晶体管极限值，还需要考虑到它所承受的电压幅值不能超出晶体管允许值。在开路试验中，不能让负载断开引起输出电压剧增而损坏功率管。 在原边绕组电感量关周期 T、输入电压 E 等参数确定后， 虽然负载电流、负载电阻只须相应调节开关管导通时间，就能维持输出电压式（ 2出，单端反激式变换器的高频变压器在 通期间的储存能量，与副边的负载大小无关，即原边绕组最大电流值不受负载影响，它只决定于原边绕组电感量加的输入电压值 磁化电流值连续状态 下的单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形如图 示。当截止时间小于副边电流衰减到零所需时间的情况下，那么在 止结束时，副边电流将大于零。 - 12 - E V E 12FN a ) 原 边 绕 组 感 应 电 压 及 磁 通( b ) 主 功 率 管 开 关 电 压( c ) 原 边 绕 组 电 流( d ) 副 边 绕 组 电 流2连续状态下单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形 在磁化电流连续状态情况下，当 次导通开始下一个周期时，变压器原边电流不是从零增大，而是从初始值1 / ) 通 结束时增大到2电流波形与半桥式等双端电路的电流波形相似，而与单端反激式变换器在非连续和临界状态时代电流波形不同。 端反激式开关电源的设计原则 端反激式开关电源设计概述 设计单端反激式开关电源，涉及到电气工程的许多方面，如模拟电路和数字电路的结构，双极管、 功率管器件的特性，磁性材料的考虑，热温升的散发，过流和过压的安全防护，控制回路的稳定性能等。这就意味着设计涉及到需要综合协调的许多可变因素。现代电力电子技术领 域出现的高度集成化的 件，使得这项设计任务大大地简化。大多数高集成 件都具有模拟和数字控制电路，能完成隔离变压、调整稳压、自动保护等 - 13 - 开关电源需要的全部功能，并且建立了 部回路的稳定性，因此能有效地缩减设计变数项目 6。 单端反激式开关电源一般有几个主要的组成部分，如输入整流电路、输入滤波电路、功率变压器及其箝位电路、功率开关管及其保护电路、输出滤波电路和反馈控制回路。作者认为，其中变压器和反馈控制回路的设计是反激式开关电源的关键，是最重要的两个部分。变压器的设计关系到反激式开关电源的能量能否有 效地传递到输出端，使输出端有稳定的电压输出并保证开关电源有较高的转换效率。而不合格的变压器不但不能完成能量有效传输的功能，降低电源的效率，还会对功率器件造成过压冲击、电磁干扰等危害，影响电源的稳定工作，即使设计了一个很有效的反馈控制回路，也无法保证电源的正常工作。 开 关 变 换 器( ) ( , , )g dv t f v i d干 扰 源控 制 端 输 入() 调 制 器 电 路误 差信 号()re 端输 入感 应 增 益()馈控制回路示意图 反馈回路包括感应增益电路、参考输入、补偿电路、脉宽调制电路和晶体管门极驱动电路等，如图 个好的反馈回路可以有效地自动调整需要的占空比，无论输入电压、 负载电流或者器件取值的变化等引起的干扰大小，都能随时保证输出电压的精确度和稳定度。 端反激式开关电源的设计原则 根据单端反激式变换器的三种工作方式，即连续工作模式（ 临界连续模式和断续工作模式（ 其设计原则和设计步骤也不尽相同。临界连续模式和断续模式的设计流程基本相同，而与连续工作模式有很大的区别，主要体现在变压器原边绕组的电流峰值不同，一般来说断续模式下原边绕组的电流峰值要大，而原边绕组的电感量要小。断续模式下输出电压和流过负载的电流有关，必须通过调节占空比来保证输出电压的稳定 ，因此电流断续状态一般用于负载变化很小的场合。确定单端反激式开关电源所处的工作模式是开始设计工作之前的必要环节。 设计单端反激式开关电源，要在保证稳定正常工作的前提下，尽量降低成本，提高电源 - 14 - 效率。这也是所有电源开发所要遵循的设计原则。而通常要达到一个好的技术指标，往往要通过添加辅助的外围电路的方法，这就增加了成本。因此，电源的设计就是要在技术指标和成本高低上选择一个折中，或者说是最优化设计。 单端变换器的重要设计原则是必须使高频变压器磁芯的磁通复位。反激式开关电源同样也要遵循这个原则。从第一章对单端反激式开 关电源的三种工作模式的分析看出，在 通期间随着原边电流的增大，高频变压器磁芯中的磁通也不断增大；而在 止期间，副边绕组中的电流线性衰减，即磁通也线性降低，取决于副边回路的参数。 在非连续状态和临界状态下，当开关管导通后，磁通从零值0（实际上是磁滞回线对应的剩余磁通到1；当开关管截止后，磁通又从1返回0的原来位置，实现磁通复位。在连续状态下，导通期间的磁通则是从1升到2，而截止期间磁通则是从2降到1，也实现磁通复位。如果说在开关工作周期结束时，磁通没有回到周期开始时的起点，则变压器磁芯内的磁通将周而复始地逐步增大，导致磁芯饱和而损坏功率开 关管。 要满足单端变换器磁通复位的条件，必须让高压开关管在一个周期内的导通和截止期间，加载高频率变压器原边绕组上的伏 满足： O O F t V （ 2 在非连续状态下，因为 止的时间足够长，满足式子的右边大于左边，即图 原边绕组感应电压零线上下两部分阴影面积必然相等，满足复位条件。在连续状态和临界状态条件时，应当满足一下等式： O O F t V 即 F （ 2 F F O F V E EN t t （ 2 只要满足关系式 （ 2就能使图 的原边绕组感应电压零线上下两部分阴影面积相等，可实现开关管导通期间的磁通从1升到2，而截止期间又从2回复到1。关系式（ 2可改写成计算式： (1 )S O N O F F PN t N EN t N D （ 2 式中，占空比 /t T。 - 15 - 从上面关系式看出，当单端反激式变换器工作在磁化电流为连续状态时，其输出电压只取决于原边与副边绕组匝数比、脉冲导通时间与截止时间之比，以及输入电压 E 的值，而与负载电阻大小无关。从式（ 2式（ 2得到临界截止时间的计算式： 2O 2 F O P N R（ 2 可见当截止时间小于上式临界时间 条件时，单端变换器工作将进入连续工作状态，也就是当功率开关管刚导通时原边电流的初始值1的输入功率为： 1101 ( ) 2 N O P t E I t d t T L （ 2 式（ 2为单端反激式变换器工作在磁化电流连续状态下的基本关系式。此时因为有初始电流1平均功率增大，故输出功率也增大。因此在电网变化或者负载变化时，只需要稍微调节脉冲宽度能稳定输出电压不变。 端反激式开关电源的设计步骤 根据前面的讨论，开关电源的设计，本质上是一个把许多变数调节到最佳值的反复过程。它的设计方法大体上可由三部分组成：一是完整的设计流程图，二是简明扼要的设计步骤，三是深化的数据信息处理 6。 在构思阶段的流程图，是作为一个框图来提供全局的概貌，并指出完整的设计步骤。作者结合 品手册 出的设计流程图，给出一个比较通用的设计流程图，适合于大多数 制芯片组成的反激式开关电源。在上一节中讨论的变换器的三种工 作模式的区别，体现在设置电流比例因数定原边电流和计算原边电感等步骤上。反激式开关电源的流程图如下： - 16 - 确 定 电 源 的 输 入 参 数, , , , , ,A C M I N A C M A X L O O f V I P 确 定 直 流 高 压 输 入 值 和 输 入电 容 ,D C M I N D C M A X I 反 射 、 箝 位 电 压 ,O R C 最 大 占 空 比 M A 电 流 比 例 因 数 原 边 电 流 ,A V G R P R M I 原 边 电 流 ,A V G R P R M I 合 适 的 开 关 管计 算 开 关 管 功 耗 ？ 原 边 电 感 量 磁 芯 和 绕 线 骨 架确 定 变 压 器 , , ,e e L A 原 边 匝 数 最 大 磁 密否是计 算 气 隙 最 小 导 线 直 径 D I A 、 漆 包 线最 大 直 径 O D 、 电 流 容 量 C M 或 过 小 副 边 绕 组 和 偏 置 绕 组, 箝 位 齐 纳 管 和 阻 断 二 极 管选 择 输 出 整 流 二 极 管, , , ,S P S R M S R I P P L E S I D I A O 2 0 0 5 0 0计 算 副 边 反 向 峰 值 电 压 , 选 择 输 出 电 容选 择 偏 置 二 极 管 和 偏 置 电 容设 计 I C 的 外 部 控 制 电 路设 计 选 择 反 馈 电 路 结 构按 需 要 设 计 后 续 输 出 滤 波 电 路设 计 完 成图 端反激式开关电源的逐步设计方法流程图 根据流程图，将已知的技术指标带入计算，可以逐步对开关电源进行设计。根据选择的制芯片和开关管的不同，设计步骤可能有所不同，大基本上不会有很大的差异。作者将在第三章中分别讨论用 列和 制芯片来设计单端反激 式开关电源。 压器的设计 在电磁元件的设计中，一般都涉及到线圈。在低频时，依据线圈直流电阻引起的允许损耗设计线圈。在给定损耗和散热条件下，选取磁芯和导线尺寸。但是随着开关电源工作频率增加，高频电流值线圈中流通产生严重的高频效应，加之寄生电感、电容的影响大大地损害了开关电源电路的性能，如效率降低、电压尖峰、寄生振荡和电磁干扰等。为了对付寄生效应产生的有害影响，电路上可采用缓冲、箝位等措施改善高频开光电源的性能。然而这样做的代价是使电路复杂化，可靠性降低。因此，弄清楚寄生参数产生的原因，从根本上 找到减少这些不利的高频电磁效应的方法，是改善开关电源中变压器的性能，从而提高开关电源的可靠性的有利途径。 - 17 - 肤效应 载流导线总是两条线，假设电流的回流线相距非常远，回流线磁场不会对单根载流导线的磁场产生影响。这样单根导线电流产生的磁场如图 示。当流过导线的电流是直流或低频电流 I，在导线内和导线的周围将产生磁场 B，磁场从导体中心向径向方向扩展开来。 频时单根导线的磁场 取沿导线长度的横截面，低频电流值整 个截面上均匀分布。当导体通过高频电流 i 时，变化的电流就要在到体内和导体外产生变化的磁场（图 1 4直于电流方向。根据电磁感应定律，高频磁场中导体内沿长度方向的两个平面 L 和 N 产生感应电势。此感应电势在到体内整个长度方向产生的涡流（ 止磁通的变化。可以看到涡流的 与主电流 向一致，而 和 与 反。这样主电流和涡流之和在导线表面加强，越向导线中心越弱，电流趋向于导体表面，这就是所谓的集肤效应。 21图 频电流引起的集肤效应 可以将上述导体内由中心到表面的磁电关系等效为一 个 L、 R 的倒 L 形串联等效电路，如图 中，n 单元单位长度的电感，A 点表示导线表面， B 点表示导线的中心。电路的输入是导线的全部电流。当流过低频电流时，电感作用很小；但 流过高频电流时，由于分布电感作用，外部电感阻挡了外加电压的大部分，只是在接近表面的电阻才流过较大电流。由于分布电感降压，表面压降最大，由表面到中心压降逐渐减少，电流也愈来愈小，甚至没有电流，也没有磁场。 - 18 - 肤效应的电路描述 导线中电流密度从导线表面到中心按指数规律下降，导线有效截面积减少而电阻加大，损耗加大。工程上定义从表面到电流密度下降到表面电流密度的 1/e 的厚度为穿透深度，其与频率和导线物理性能的关系式为： 2k（ 2 式中， 为导线材料的磁导率， 为材料的电导率， k 为材料电导率温度系数， 为角频率。 对于圆导线，直流电阻集肤效应使导线的有效截面积减少，交流电阻导线直径大于两倍穿透深度时 ，交流电阻与直流电阻之比可表示为导线截面积与集肤面积之比： 222 2 2 2/ 4 ( / 2 )/ 4 ( 2 ) / 4 ( / 2 ) ( / 2 1 )d d d d （ 2 可见，穿透深度与频率平方根成反比，而随着频率的增加，穿透深度减少，直径的导线因交流电阻引起的交流损耗大，经常用截面之和等于单导线的多根直径小于穿透深度的导线并联，以减少集肤效应带来的交流损耗 9。 近效应 当回流导体靠近时，彼此产生的磁场向量相 加。在两根流过相反电流导线之间的磁场叠加，场地强度最强。在两导线外侧，两磁场抵消，磁场强度很弱。而在导线内部，由两导线外侧向内逐渐加强，到达导线内表面时磁场最强。 若两根导线厚道大于穿透深度，流过相反的且相等的高频电流线 A 流过的电流过导线 B,与集肤效应相似，在导线 B 中产生涡流靠近 A 的一边涡流与互叠加；而在远离 A 的一边，涡流与理导线 A 中的电流受到导线 B 中电流靠近导线 B 的一边流通。使得导体中 - 19 - 电流挤在两导线接近的一边，这就是邻近效应。 如果两导线相距 w 很近，邻近效应使得电流在相邻内侧表面流通，磁场集中在两导线间。导线的 外侧，既没有电流，也没有磁场。由于邻近效应，电流集中在导线之间穿透深度的边缘上，使导线有效截面积减少，损耗增大。同克服集肤效应一样，可以用截面之和等于单导线的多根直径小于穿透深度的导线并联减小邻近效应的影响 9。 压器线圈的漏感 在实际变压器中，如果初级磁通不全部匝链，次级就会产生漏感。漏感是一个寄生参数，当开关管有导通状态转为断开时，漏感存储的能量就要释放，产生很大的尖峰，造成电路器件损坏和很大的电磁干扰，并恶化了效率。虽然可增加缓冲电路抑制干扰和能量回收，但首先在磁芯选择、绕组结构和工艺上 应尽可能减少漏感。 考虑端部磁通，变压器初级绕组的漏感可用下式计算： 2011 ()3a v l k （ 2 式中 21 0 . 3 5 ( )S c b d c b dk （ 2 其中，0是空气的磁导率，1l 是窗口高度， b 是初级占窗口高度， d 是次级占窗口高度， c 是两线圈间间隔。 可见，漏感与初级匝数的平方成正比，与窗口的高度成反比。因此，减少匝数，选取大的窗口宽度可减少漏感。线圈之间的间隔越小，漏感也越小。减少漏感的主要方法是线圈交错绕，如果将初级线圈分成两半，将次级线圈夹在中间，就可以大大地降低漏感 9。 压器的设计步骤 先由已知的电源参数如输出功率源效率 、输入电压范围in 定原边最大平均电流： m a x m （ 2 可根据需要先确定一个最大占空比，下，有利于反馈回路的控制和减小输出电容的应力。由式（ 2以计算原边电流的峰值： m a xm a x (1 )2in a （ 2 - 20 - 式中（ 2时适用于连续电流模式和断续电流模式。当电流连续时，电流断续时，。 由此，原边电感可计算如下式： m a x m f（ 2 其中， f 是电源的工作频率，由设计者自己设定，具体可以用定时电阻和电容加在控制 片的外部电路来实现。 接下来是选择磁芯规格，大体上可以有两种方式，一种是通过计算电源所需要的总功率先选择功率合适的磁芯，最后通过窗口校核和磁密度校核来判定所选的变压器是否合适。另一种是通过计算参数来选择合适的变压器，根据计算公式的不同，可以有面积乘积法和几何尺寸参数法两种，其区别在于：面积乘积法是把导线的电流密度作为设计参数，而几何尺寸参数法则是把绕组线圈的损耗即铜损作为设计参数。面积乘积法（也叫 法）的 计算公式为： 241 . 1 4010()P p k k （ 2 式中，于铁氧体材料一般取 据安规的要求和输出路数决定，一般为 0.4。般取 2300 /A 右。 根据式（ 2得的般尽量选择窗口长度之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。 一般都要在变压器的磁芯开气隙，以防止磁势饱和。根据选择的磁芯，可以知道其具体参数 ,w e A，计算需要的最小气隙长度： 202 （ 2 根据 磁芯手册上提供的线，确定一步计算原边匝数如下： 1000 2 - 21 - 由原边电感和已知的输出电压，可以计算副边绕组的匝数和电感量： m a xm a x m i n( ) (1 )O D PS D V （ 2 2() （ 2 选取电流密度 23/j A ， 计算原边和副边的导线线径： m a x 4,in a v m a x 4,o u t （ 2 根据计算得到的导线直径选择合适的导线。最后通过窗口校核，如果符合就可以完成变压器的设计了。应该指出，变压器的设计方法各有不同，计算出来的数值也不尽相同，必须要经过实验验证，反复地调节变压器的各种参数，直到满足电源的技术要求。 第三章 光伏并网逆变器中辅助电源的实现方案 用 现单端反激式辅助电源 有 扑电源的分析 现有用 现的单端反激式稳压电源的拓扑电路，该电源作为我公司已投入市场的较小功率的逆变器中的辅助电源，具有良好的性能。部分电路拓扑如图 - 22 - 0B us t E 32 / 15 / 7V P +C 96104C 95104C 93104+ 15 5 4104V P 2 310 0u F / 25 4 847 0u F / 16 2 547 0u F / 25 3104 4 78 L 05C 12 610 0u F / 25 2 710 0u F / 25 2 447 0u F / 25 2104 1M F 11 - 56D 43 M B R 10 45 C 7M U R 16 0D 38M U R 16 0D 36M U R 16 0C 14 71n / 15 00 a 9M U R 16 0P V a +D 40M U R 16 00 0. 8u F / 16 5 79 L 050 0. 8u F / 25 2S M B J 17 0C A 6 6 1472104C 91104557R 10 51002R 10 610023421C 14 610 3/ 27 58T L 43 1C 48224C 12 210 0u F / 25 1 4U 29T L P 18 1C 14 247 25 4 533 u/ 40 03M U R 16 0D 35M U R 16 0L 10600 C C 12+ 5 13- 5 14V C 11 157T O P 24 3T M 2P V I N +P V I N S E 1+ 5助电源的电路原理图 对 于 该 辅 助 电 源 ， 其 技 术 指 标 为 直 流 输 入 120V 450V ，多路直流输出，5 / 4 0 0 , 1 5 / 3 0 0 , 1 5 / 4 0 0V m A V m A V m A 。如图所示，输出端接后续整流电路，由