基于FPGA直流电机的PWM控制转速闭环系统设计 毕业论文.doc

基于fpga直流电机的pwm控制转速闭环系统设计based on fpga direct current machines pwm control rotational speed closed loop department摘 要在电力拖动系统中，调节电枢电压的直流调速是运用最广泛的一种调速方法，而pwm控制技术具有主电路简单、开关频率高、电流容易连续谐波少、低速性能好、稳速精度、高调速范围宽等优点，所以直流pwm调速系统的应用日益广泛。转速、电流双闭环控制直流调速系统具有良好的静态、动态特性，是应用最广的直流调速系统。本课题是设计一个转速、电流双闭环的h型双极式pwm直流调速系统。在该系统中运用eda技术，基于fpga可编程逻辑控制器件，用vhdl语言编程实现pwm控制。本设计主要采用igbt管是因为它通流能量强、开关速度快、热稳定性好，所需驱动电路功率小而且驱动电路简单。因为双极式控制电路在工作时，可能4个开关器件都处于开关状态，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，要设置逻辑延时。本设计主要完成了h型双极式pwm直流调速系统的主电路、转速调节器、电流调节器、检测反馈环节和过流保护环节等的电路设计以及参数的计算，并按双闭环的工程设计方法进行了转速调节器和电流调节器的参数的设计。关键词：直流电机，双闭环控制，pwm直流调速系统，igbtabstractin the electric drive system, the most widespread one velocity modulation method is adjusts the armature voltage the direct-current velocity modulation utilizes, but the pwm control technology has the main circuit to be simple, the turn-on frequency is high, the electric current easy continual overtone to be few, low-speed performance good, steady fast precision, high governor deflection wide and so on merits, therefore directs current the pwm velocity modulation systems application to be day by day widespread. the rotational speed, the electric current double closed-loop control cocurrent velocity modulation system has the good static state, the dynamic characteristic, applies the broadest direct-current velocity modulation system. this topic is designs a rotational speed, electric current double closed loop h double-pole type pwm the direct-current velocity modulation system. utilizes the eda technology in this system, based on the fpga programmable logical control component, realizes the pwm control with the vhdl language programming. this design mainly uses the igbt tube is because its throughflow energy is strong, the shutter speed is quick, the thermostability is good, and the driving circuit power to be small moreover the driving circuit to be simple. because double-pole type control circuit in work time, the possible 4 switch component to be at on-off state, moreover when cut possibly has the top and bottom bridge arm nonstop accident, to prevent to go nonstop to, between the top and bottom bridge arms drive pulse, must establish the logical time delay. this design has mainly completed the h double-pole type pwm cocurrent velocity modulation systems main circuit, the asr, the acr, the examination feedback element and the overflow protection link and so on circuit design as well as the parameter computation, and has carried on the parameter of asr and acr design according to the double closed loops engineering design method.key words: dc motor, double-loop control, pwmdc converter system，igbt目 录前 言1第一章 绪论31.1概述31.2 论文主要工作：3第二章 控制系统的设计32.1调节器的设计32.1.1.单闭环速度调节32.1.2.速度、电流双闭环调节系统4第三章 各个模块的设计103.1 稳压电源及给定器的设计103.1.1 稳压电源的设计103.1.2 给定器的设计113.2 零速封锁器dzs的设计113.3 电流调节器acr的设计123.4 转速调节器asr的设计153.5 速度变换器fbs的设计173.6 主电路的设计183.7 电流反馈与过流保护fbc+fa的设计213.7.1 直流电流互感器的介绍213.7.2 过流保护工作原理为：22结论23参考文献24致谢25外文文献资料26 22前 言1 设计的研究与意义本文的研究是基于pwm波的，脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。pwm系统在多方面具有较大的优越性：1） 主电路线路简单，需要用的功率器件少。2） 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3) 低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1：10000左右。4） 若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能量强。5） 开关功率器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。本文采用的是双极式控制的桥式pwm变换器，其具有以下优点：1) 电流一定连续。2) 可使电动机在四象限运行。3）电动机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1：20000左右。5）低速时，每个开关器件驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。 双极式控制方式的不足之处是：在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，要设置逻辑延时。 本文中主要选用igbt管，其主要优点是通流能量强，开关速度快，热稳定性好，所需 驱动电路功率小而且驱动电路简单。2 课题设计内容本文根据直流电机的控制原理，设计pwm以及主电路及其过流过压保护，主电路采用双极式控制方式，通过计算选用合适的二极管对igbt进行保护。pwm控制技术是一种广泛应用于控制领域的技术，其原理是利用冲量相等而形状相通的窄脉冲加在具有惯性的环节时候，效果基本相通。在电力拖动系统中，调节电枢电压的直流调速是应用最广泛的一种调速方法，除了利用晶闸管整流器获得可调直流电压外，还可利用其它电力电子元件的可控性能，采用脉宽调制技术，直接将恒定的直流电压调制成极性可变，大小可调的直流电压，用以实现直流电动机电枢两端电压的平滑调节，构成直流脉宽调速系统。第一章 绪论1.1概述 双闭环直流调速系统是工业生产过程中应用最广泛的电气传动装置之一。广泛的应用于轧钢机、冶金、印刷、金属切割机床等很多领域的自动控制中。他通常采用三相全桥式整流电路对电动机进行供电，从而控制电动机的转速，传统的控制系统采用模拟元件，比如：晶闸管、各种线性运算电路的等。虽在一定程度上满足了生产要求，但是元件容易老化和在使用中易受外界干扰影响，并且线路复杂，通用性差，控制效果受到器件性能、温度等因素的影响，从而致使系统的运行特征也随着变化，所以系统的可靠性及准确性得不到保证，甚至出现事故。直流调速系统是由功率晶闸管、转速电路、双闭环调速系统电路、积分电路、电流反馈电路、以及过流保护电路组成。通常指人为的或自动的改变电动机的转速，以满足工作机械的要求。机械特性上通过改变电动机的参数或外加电压等方法来改变电动机的机械特性，从而改变电动机的机械特性和工作特性的机械特性的交点，使电动机的稳定运转速度发生变化。1.2 论文主要工作：课题的主要工作：稳压电源的设计；直流电机的主电路的设计，测速电路的设计；电流变换与过流保护的设计；第二章 控制系统的设计在设计过程中首先比较了各种控制电路的优点，再据实验的要求选择合适的控制电路。2.1调节器的设计调节器的设计可以采用多种方式：闭环速度调节；转速、电流双闭环直流调速系统等。在本章中重点比较了各个调速系统的优、缺点，进而为选择合适的调速系统打好基础。2.1.1.单闭环速度调节 反馈控制的单闭环调速系统是按被调量的偏差进行控制的系统，只要被调量出现偏差，它就会自动产生纠正偏差的作用。转速降落正是由负载引起的转速偏差，闭环调速系统应该能大大地减少转速降落。但是单闭环调速系统也存在许多的问题，例如： 在单闭环调速系统中，用一个调节器综合多种信号，各参数间相互影响，难于进行调节器参数的调整，系统的动态性能不够好。 环内的任何扰动，只有等到转速出现偏差才能进行调节，因而转速动态降落大。 系统中采用电流截止负反馈环节来限制起动电流，不能充分利用电动机的过载能力获得最快的动态响应，即最佳过渡过程。可见电机在整个起动过程中，电流及其对应的转矩不能维持恒值，电机就不能以恒加速起动，因而加速过程必然拖长。最佳起动过程:在电机最大电流（转矩）受限制条件下，希望充分利用电机的允许过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许的最大值。为了获得近似理想的过渡过程，并克服几个信号综合在一个调节器输入端的缺点，最好的办法就是将主要的被调量转速与辅助被调量电流分来加以控制，用两个调节器分别调节转速和电流，构成转速、电流双闭环调速系统。2.1.2.速度、电流双闭环调节系统下面就具体谈谈速度、电流双闭环调节系统的设计思路：1. 整体思路在控制系统中如果采用比例积分调节，可使系统稳定，并有足够的稳定裕度，同时还能满足稳态性能，达到消除稳态速差的地步。也就是说，带比例放大器的反馈控制闭环调速系统是有静差的调速系统，采用比例积分调节器的闭环调速系统则是无静差调速系统。采用pi调节的单个转速闭环直流调速系统可以保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足。为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行嵌套（或称串级）联接。 图2-1 转速、电流双闭环直流调速系统asr-转速调节器 acr-电流调节器 tg-测速发电机 ta-电流互感器 upe-电力电子变换器 -转速给定电压 -转速反馈电压 -电流给定电压 -电流反馈电压图2-1为闭环直流电动机速度控制系统，具有两个闭合回路：内回路为电流环，称为副回路；外回路为速度环，称为主回路。主、副回路各有其调节器和测量变送器。主回路中的速度调节器称为主调节器，主回路的测量变送器为速度反馈装置；副回路中的电流调节器称为副调节器，副回路的测量变送器为电流反馈装置。主调节器与副调节器以串联的方式进行共同控制，故称为串级控制。由于主调节器的输出作为副调节器的给定值，因而串级控制系统的主回路是一个恒值控制系统。而副回路可以看作是一个随动系统。根据外部扰动亦有一次扰动和二次扰动之分：被副回路包围的扰动，称为二次扰动，例如图所示系统中电网电压波动形成的扰动ud；处于副回路之外的扰动，称为一次扰动，例如同系统中由负载变化形成的扰动 。串级控制系统在结构上比单回路控制系统多一个副回路，因而对进入副回路的二次扰动有很强的抑制能力。其系统框图如图2-2所示。 图2-2 双闭环直流调速系统原理图 asr： 速度调节器 acr： 电流调节器2双闭环调速系统的静特性为了分析双闭环调速系统的静特性，必须绘出它的稳态结构框图，如图2-3所示，它根据原理图可以很方便的画出来，只要注意用带限幅的输出特性表示pi调节器就可以了。分析静特性的关键是掌握这样的pi调节器的稳态特征，一般存在两种情况：饱和-达到限幅值，不饱和输出未达到限幅值。 pi调节器限幅特征：一旦pi调节器限幅（即饱和），其输出量为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反极性的输入信号使调节器退出饱和；即饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的关系，相当于使该调节器处于断开。而输出未达限幅时，调节器才起调节作用，使输入偏差电压在调节过程中趋于零，而在稳态时为零。 图2-3 双闭环直流调速系统的稳态结构框图 -转速反馈系数 -电流反馈系数实际上,正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。1转速调节器不饱和这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零，因此由第一个关系式可得 （2-1）从而得到图2-4所示静特性的ca段。与此同时，由于asr不饱和，从上述第二关系式可知。着就是说，ca段特性从理想空载状态的=0一直延续到=,而一般都是大于额定电流的。这就是静特性的运行段，它是一条水平的特性。 2.转速调节器饱和这时，asr输出达到限幅值，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时 =/= （2-2）其中，最大电流是设计者选定的，取决于电动机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。式（2-2）所描述的静特性对应于图2-4中的ab段，它是一条垂直的特性。这样的下垂特性只适合于n,则，asr将退出饱和状态。双闭环系统的静特性如下图2-4所示： 图2-4 双闭环直流调速系统的静特性双闭环直流调速系统的静特性特点:1） n0-a 系统处正常负载运行，asr不饱和，起调节作用，达到转速无静差，保证系统具有很硬的静特性;电流调节器起辅助调节作用，负载电流大小与电流给定值 成正比，两调节器输入偏差电压都为零，2） ab段 电机在起动或堵转时，asr饱和，电流达到最大值，此时转速外环呈开环状态，系统成为恒电流无静差调节系统，在最大电流给定作用下，依靠电流环的自动调节，从而获得很好的下垂特性（ab段），起到了过流保护作用。 3） 双闭环调速系统的静特性在负载电流小于时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。在起动或堵转时，负载电流达到后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节器作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。另外，双闭环系统只能抑制起动或堵转时的过电流，但当系统发生其他故障引起过电流时，系统不能保护，需另设过电流保护电路。3. 双闭环调速系统的起动过程分析 双闭环直流调速系统突加给定电压由静止状态起动时，转速和电流的动态过程如图2-5所示。由于在起动过程中转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种情况，整个动态过程分成图中表明的、三个阶段。第阶段（0）是电流上升阶段。突加给定电压后，经过两个调节器的跟随作用， 、都跟着上升，但是在没有达到负载电流以前，电动机还不能转动。当后，电动机开始起动。由于机电惯性的作用，转速不会很快增长，因而转速调节器asr的输入偏差电压=-的数值仍较大，其输出电压保持限幅值，强迫电枢电流迅速上升。直到，电流调节器很快就压制了的增长，标志着这以阶段的结束。在这一阶段中，asr很快就进入并保持饱和状态，而acr一般不饱和。第阶段（）是恒流升速阶段，是起动过程中的主要阶段。在这个阶段中，asr始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流给定下的电流调节系统，基本时保持电流恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长。与此同时,电动机的反电动势e也按线性增长（见图2-4）,对电流调节系统来说，e是一个线性渐增的扰动量。为了克服这扰动,和也必须基本上按线性增长,才能保持恒定.当acr采用pi调节器时,要使其输出量按线性增长,其输出偏差电压=-必须维持在一定值,也就是说, 应略低于(见图2-5)。此外还应指出，为了保证电流环的这种调节作用，在起动过程中acr不应饱和，电力电子装置upe的最大输出电压也需留有余地，这些都是设计时必须注意的。第阶段（以后）是转速调节阶段。当转速上升到给定值=时，转速调节器asr的输入偏差减小到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值，所以电动机仍在加速，使转速超调。转速超调以后，asr输入偏差变负，使它开始退出饱和状态, 和很快下降。但是，只要仍大于负载电流，转速就继续上升。直到=时，转矩=，则dn/dt=0,转速n才能达到峰值（t=时）。此后，电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，在时间内，直到稳定。如果调节器参数整定得不够好，也会有一段振荡过程。在最后的转速调节阶段内，asr和acr都不饱和，asr起主导的转速调节作用，而acr则力图使尽快地跟随其给定值，或者说，电流环是一个电流随动子系统。综上所述，双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：1） 饱和非线性控制。随着asr的饱和与不饱和，整个系统处于完全不同的两种状态，在不同的情况下表现不同的线性系统，只能采用分段线性化的方法来分析，不能简单地用线性控制理论来分析整个起动过程，也不能简单地用线性控制理论来笼统地设计这样的控制系统。2） 转速超调。当转速调节器asr采用pi调节器时，转速必然超调。转速略有超调一般是容许的，对于完全不允许超调的情况，应采用其他控制方法来抑制超调。3） 准时间最优控制。在设备允许条件下实现最短时间的控制称作“时间最优控制”对于电力拖动系统，在电动机允许过载能力限制下的恒流起动，就是时间最优控制。但由于在起动过程、两个阶段中电流不能突变，实际起动过程与理想起动过程相比还有一些差距，不过这两段时间只占全部起动时间中很小的成分，无伤大局，可称作“准时间最优控制”。采用饱和非线性控制的方法实现准时间最优控制是一种很有实用价值的控制策略，在各种多患控制系统中普遍地得到应有。图2-5 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形第三章 各个模块的设计3.1 稳压电源及给定器的设计已知的参数：直流电机 =200w；=48v; =3.7a;=200r/mi；电枢电阻=6.5欧；电枢回路电阻r=8欧；允许电流过载倍数=2；电动系数=0.12vmin/r；电磁时间常数 =0.015s；机电时间常数=0.2s;电流反馈滤波时间常数=0.001s；转速滤波时间常数=0.005s;调节器输入输出电压=10v;调节器输入电阻r0=40千欧。电力晶体管的开关频率f=1khz,pwm环的放大系数ks=4.8。3.1.1 稳压电源的设计本课题要求正负15v的直流电压，故选用集成芯片7815和7915来实现课题的要求，具体电路如图3-1所示： 图3-1 稳压电源电路原理图用此电路来实现设计要求的直流稳压电源。3.1.2 给定器的设计本课题要求只需给定一个正的15v电压即可，给定器原理图如下：图3-2 给定器原理图3.2 零速封锁器dzs的设计零速封锁器的作用是当给定电压和转速反馈电压均为零时（即在停车状态下），封锁各调节器，保证电机不会爬行。具体电路如图3-3所示： 图3-3零速封锁器原理图图中放大器选用lf353，封锁器的具体工作原理为： 当电路正常运行时，两个放大器的输出总有一个为低电平，这个信号经过集成片4001的 与非 门以及 两个 非 门后，输出为高电平，此时三极管导通，封锁器输出为-15v，acr及asr的场效应管截止。 当给定电压和转速反馈电压均为零时（即停止工作），两个放大器输出均为低电平，这个信号经过集成片4001的 与非 门以及 两个 非 门后，输出为低电平，此时三极管不导通，封锁器的输出电压接近0v，acr及asr的场效应管导通，封锁各调节器，实现封锁功能。3.3 电流调节器acr的设计1 确定时间参数因为我们选用的电力晶体管的开关频率为f=1khz,所以 =0.001s所以可得电流环小时间常熟之和为： 即=0.001s+0.001s=0.002s.2 选择电流调节器的结构 我们首先考虑的是把电流环校正成哪一类典型系统。从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图（3-4c）我们选用型系统。再从动态要求上看，实际系统不允许点数电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要因素。为此，电流环应以跟随性能为主，即选用典型系统。a） 忽略反电动势的动态影响b) 等效成单位负反馈系统c) 小惯性环节近似处理图3-4 电流环的动态结构框图及简化图3-4 c)表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型系统，应采取p型的电流调节器，其传递函数为： （3-1）式中 电流调节器的比列系数； 电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，取=，检查对电源电压的抗扰性能。=7.5，由表（1）可知各项指标均可接受。表（1） 典型i型系统动态抗扰性能指标与参数关系m=/= t/1/5 1/101/201/30/100%55.5% 33.2% 18.5% 12.9%/t 2.8 3.4 3.8 4.0/t 14.7 21.7 28.7 30.43 计算电流调节器的参数电流调节器超常时间常数=0.015s电流环开环增益：要求5%时，查资料可知应取=0.5，而=4.8，因此 =/r=0.5/=0.5/0.002=250。 =10/3.7=2500.015（6+8.5）/（4.810/3.7）=4.634 检验近似条件电流环截止频率为 =250 晶闸管整流装置传递函数的近似条件为：= 1/（30.001）=333.3满足近似条件。 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件为： 3=3=54.77满足近似条件。5 计算电流调节器的电阻和电容由运算放大器取=40k，各电阻和电容值分别为：=/2=20k;=4.6340k=185.2k，取190k；=0.015s/190=0.078f，取0.1f；=0.1f，取0.1f。电流调节器的原理图如图3-5所示 图3-5 电流调节器原理图3.4 转速调节器asr的设计1 确定时间常数 电流环等效时间常数,有电流调节器的设计，取=0.5,，则 =2=20.002s=0.004s 转速滤波时间常数 有已知得=0.005s 转速环小时间常数按小时间常数近似处理，取=+=0.004s+0.005s=0.009s2 调节器结构的选择 和电流调节器一样，我们选用pi调节器，其传递函数为= （3-2）3 计算转速调节器的参数 按跟随和抗扰性都较好的原则，取h=5,则asr的超前时间常数为 =h=50.009s=0.045s有式=得转速环开环增益为=59.3转速反馈系数=0.05 (3-3）电流反馈系数= (3-4)= (3-5)由式(3-3)(3-4)(3-5)可得 =(5+1)10/3.70.120.2/250.05(8+6.5) 0.009=5.44 检验近似条件 转速环的截止频率为=59.30.045=26.7 电流环传递函数的简化条件为 =117.9 满足近似条件 转速环小时间常数近似处理的条件为 =74.5 满足近似条件5 计算转速调节器的电阻和电容 由电流调节器计算，取=40k，则 =5.440k=216 k 取220 k； =/2=20 k 取20 k； =45/220=0.205f 取0.2f； =0.5f 取0.47f。转速调节器原理图如图3-6所示 图3-6 转速调节器原理图3.5 速度变换器fbs的设计其原理图如下图4-7所示 图3-7 速度变换器fbs原理图 速度变换器为速度检测变换环节，将直流测速发电机的输出电压变换成适于控制单元并与转速成正比的直流电压，作为速度反馈。3.6 主电路的设计1 整流变压器的参数计算 副边电压的计算=48v考虑占空比为90%则=48v/0.9=53.3v取=1.2，则=/1.2=53.3v/1.2=44.4v考虑10%的裕量=1.144.4v=48.9v 一、二次电流计算取=3.7a变比 k=220v/48.9v=4.5 =3.7a/4.5=0.82a考虑空载电流，取 =1.050.82a=0.86a 变压器容量的计算=220v0.86a=189.9va 取190va=48.9v3.7a=181vas=185.5va2 整流元件的选择二极管承受的最大反向电压为 =48.9v=69.2v 考虑3倍裕量，则=3=369.2v=207.6v 取220v该电路整流输出接有大电流，而且负载也不是纯电感负载，但为了简化计算，仍按电感负载进行计算，只是电流裕量可以适当取大些即可。=3.7a=1.85a=3.7a=2.62a=/1.57=22.62a/1.57=3.33a 取5a查元件参数表，我们选用2cz13d型号的二极管。3 滤波电容的选择滤波电容一般根据放电常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，电容量也越大，一般吧做严格计算，多取2000f以上。因该系统负载不大，故取2200f，耐压值 1.5=1.569.2v=103.8v 取110v。4 igbt的选择取=53.3v，取3倍裕量，3=159.9v，因igbt大部分为耐压600v以上的，因此满足我们的要求。由于igbt是以最大值标注，且稳定电流与峰值电流间大致为4倍关系，故应选用大于4倍额定负载电流的igbt为宜。为此我们选用50a的igbt，并配以相应的散热器即可。查元件参数表，我们选用2mbi50l-060型号的igbt管。5 保护元件的选用