6KW开关电源设计毕业论文.doc

北京石油化工学院 beijing instiyute of petrochemical technology 综合课程设计题目： 6kw开关电源设计院（系、部）：信 息 工 程 学 院 姓 名：李端阳学 号：130741班 级：电132专 业：电气工程及其自动化任课教师：张红洁2016年01月19日北京 信息工程学院目 录综合课设任务书 1一、题目介绍 2二、设计内容及思想 4三、电路设计 53.1 主电路选型 53.1.1 整流电路设计 53.1.2 全桥电路设计 .73.1.3 电压型逆变电路设计 8四、控制电路设计 94.1 pwm控制94.2 uc3842电流型pwm集成控制芯片10五、缓冲电路设计 13六、功率因数校正电路.16 7.1功率因数校正技术16 7.2单相功率因数校正电路的基本原理.17七、电路元器件选型 18八、心得体会 22九、参考文献 23十、附录25综合课设任务书题目：6kw开关电源设计课程设计目的综合课程设计是学生学完专业基础课后的实践教学，培养学生理论联系实际，应用所学知识解决实际问题的能力。使学生加深对所学专业基础课程内容的理解和掌握，了解工程设计的一般方法与步骤。设计基本条件：输入电压：交流三相380（110%）v，50hz输出电压：额定直流220v，调节范围180280v输出电流：最大20a输入功率因数：不低于0.92 工作温度：040课程设计任务1、主电路设计，具体包括主电路选型，输入整流电路设计，dc-dc电路设计，并完成相应参数计算与器件选择2、控制电路设计。确定控制电路结构3、功率因数校正电路设计（选作）4 、绘制原理图、编写说明书设计要点1、 了解开关电源的原理与特点，了解几种开关电源的设计方案并作出选择。2、 掌握常用电力电子器件、无源器件等参数计算依据与器件选择原则。3、 了解影响开关电源稳定性和效率的因素，及提高的具体措施。一、题 目 介 绍开关电源概念的引入人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为ac/dc和dc/dc两大类。微型低功率开关电源开关电源正在走向大众化，微型化。开关电源将逐步取代变压器在生活中的所有应用，低功率微型开关电源的应用要首先体现在，数显表、智能电表、手机充电器等方面。现阶段国家在大力推广智能电网建设，对电能表的要求大幅提高，开关电源将逐步取代变压器在电能表上面的应用。反转式串联开关电源反转式串联开关电源与一般串联式开关电源的区别是，这种反转式串联开关电源输出的电压是负电压，正好与一般串联式开关电源输出的正电压极性相反；并且由于储能电感l只在开关k关断时才向负载输出电流，因此，在相同条件下，反转式串联开关电源输出的电流比串联式开关电源输出的电流小一倍。开关电源的定义一般的电源，如市电、干电池或者蓄电池为原始电源，一般不能直接给设备供电，也就是设备工作时需要的电压与原是电源电压不一样，原始电源必须经过转换才能达到设备所需要的电压，其功率变换的结构框图如图1-2所示。广义的说，凡是采用电力电子器件作为开关管，通过对开关管的高频开关与关断控制，将一种电能形态转换成为另一种电能形态的装置，叫做开关变换器。以开关变换器为主要组成部分，用闭环自动控制来稳定输出电压，并在电路中加入保护环节的电源，叫做开关电源（switching mode power supply,smps）。如果用dc-dc变换器作为开关电源的开关变换器时，就称为只留开关电源。这也就是说dc-dc变换器是开关电源转换的核心，是开关电源主电路的主要组成部分输出直流电压输入电压：交流或者直流需要供电的设备设备设备开关变换器控制电路图1-2 功率变换的结构框图开关电源的分类开关电源是现代电子电器和电子设备（如电视机、vcd播放机、计算机、测试仪器、生物医学仪器等）的心脏和动力。现代开关电源分为直流开关电源和交流开关电源两类，前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置，按转换电能的种类，可分为四种类型：1） 直流-直流（dc-dc变换器），它是将一种直流电能转换成另一种或多种电压直流电能的变换器，是直流开关电源的主要部件；2） 逆变器（dc-ac变换器），是将直流电变换为交流电的电能变换器，是交流开关电源和不间断电源（ups）的主要部件；3） 整流器（ac-dc变换器），是将交流电转换成为一种或多种电压直流电能变换器，又称为离线式变换器；4） 交-交（ac-ac变频器），是将一种频率的交流电直接转换为另一种恒定频率或可变频率的交流电，或是将变频交流电直接转换为恒频交流电的电能变换器。这四类变换器可以是单相变换，也可以是双向变换的。单相电能变换器只能将电能从一个方向输入，经变换后从另一方向输出；双向电能变换器可实现电能的双向流动。二、设计内容及思想开关电源一般主要由主电路、开关电源控制电路、检测电路、辅助电源四大部份组成。为了达到交-直，交-交，直-直，直-交四种电路的转换，使得电路的效率达到最高，功耗最小，并且与此同时又不能破坏本身电路的组成的效果，因此我们要对开关电源进行设计。通过适当的控制电路可以将市电转换为所需的直流输出电压。设计的主要思想框图：输出直流电220v输入三相交流电380v滤波整流逆变变压器整流滤波图2-1 设计框图过同压保护电源主电路通过输入整流滤波、dc-dc变换、输出整流滤波将市电转为所需要的直流电压。开关电源的主回路可以分为:输入整流滤波回路、全桥电路、输出整流滤波三部分。输入整流滤波回路将交流电通过整流模块变换成含有脉动成分的直流电，然后通过输入滤波电容使得脉动直流电变为较平滑的直流电。全桥电路将滤波得到的直流电变换为高频的方波电压，通过高频变压器传送到输出侧。最后，由输出整流滤波回路将高频方波电压滤波成为所需要的直流电压或电流，主回路进行正常的功率变换所需的触发脉冲由控制电路提供。一般控制电路应具有以下功能:控制脉冲产生电路、驱动电路、电压反馈控制电路、各种保护电路、辅助电源电路。为了使开关电源设备正常的工作，使电源的各个组成部分都能发挥其最大的效能，就必须让电源的各个组成部分相互协调、相互协作、在电源的研制与设计过程中应对这方面的问题给予足够的重视。三、主电路设计3.1 主电路选型题设要求的输出直流电压为180伏到280伏，输出直流电流最大为20安，由功率计算公式p=ui得，输出功率为6000瓦左右，由于输出功率较大，所以选择全桥电路。而整流电路也选择三相桥式全控整流电路。由于电源脉动的缘故，需要在其两段并联电容进行滤波。3.1.1 整流电路三相桥式不可控整流电路是最常见的三相桥式结构，共阴极组阴极连接在一起的3个二极管（vd1，vd3，vd5）共阳极组阳极连接在一起的3个二极管（vd4，vd6，vd2）编号：1、3、5，4、6、2三相桥式不可控整流电路的特点：（1）2管同时通形成供电回路，其中共阴极组和共阳极组各1，且不能为同1相器件。（2）对触发脉冲的要求：按vd1-vd2-vd3-vd4-vd5-vd6的顺序，相位依次差60。共阴极组vd1、vd3、vd5的脉冲依次差120，共阳极组vd4、vd6、vd2也依次差120同一相的上下两个桥臂，即vd1与vd4，vd3与vd6，vd5与vd2，脉冲相差180。电路原理图:图3-1三相桥式不可控全控整流电路设二极管在距线电压过零点角处开始导通，并以二极管vd6和vd1开始同时导通的时刻为时间零点，则波形为：o图3-2 三相桥式不可控整流电路的输出波形时 段共阴极组中导通的二极管vd1vd1vd3vd3vd5vd5共阳极组中导通的二极管vd6vd2vd2vd4vd4vd6整流输出电压表3-1 三相桥式不可全控整流电路电阻负载时晶闸管工作情况设二极管在距线电压过零点角处开始导通，并以二极管vd6和vd1开始同时导通的时刻为时间零点,则线电压为；在时，二极管vd6和vd1开始同时导通，直流侧电压等于；下一次同时导通的一对管子是vd1和vd2，直流侧电压等于。这两端导通过程之间的交替有两种情况，一种是在vd1和vd2同时导通之前vd6和vd1是关断的，交流侧向直流侧的充电电源是断续的，如图3-2所示；另一边是vd1一直导通，交替时由交替时由vd6导通换向至vd2导通，是连续的。基于二者之间的临界情况是，vd6和vd1同时导通的阶段与vd1和vd2同时导通的阶段在处恰好衔接起来，恰好连续。有前面所述“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。3.1.2 全桥电路由于输出功率太大达6000w左右，所以选择全桥电路且全桥电路适用于大功率，高电压场合。电路原理图：图3-3全桥电路图3-4 主要输出波形工作原理：如图3-2所示为一个全桥电路，与半桥变换器的电路比较，两个电容由两个晶体管代替，同样每个功率管并联一个二极管。两个桥臂v1和v3的中点与v2和v4的中点之间的电压作为桥的输出，在两中点之间可直接连接负载或变压器。如果要输出直流电压，通常在两中点接变压器的初级。同一桥柱两个晶体管不能同时导通，否则将发生电源短路。只有对角两个晶体管同时导通，电源才能加在变压器的初级。如果v1v4截止，或者v1和v2截止，或者v3和v4截止，则变压器的初级电压为零。只要遵循这一原则驱动晶体管，就可以控制输出电压的大小，不同的驱动策略可得到相同的输出电压。图3-3中来滤波电容的作用：三相全波整流输出的直流脉动频率300hz，为了供给逆变平滑的直流电压，必须输入整流电路和逆变器之间加入滤波电容，以减小整流输出后直流电的交流成分。滤波电容一用电解电容器。电解电容cd往往只被人们误解只是滤波电容。实际上，电解电容cd除了滤波意外更重要的的作用是吸收负载电感的反馈能量，起无功功率存储交换的作用。电容不仅增加了变器的效率，而且保证了逆变器的可靠运行。四、 pwm控制电路设计在开关电源中，功率级都是直流输入，因此电感电流是锯齿波，将这个锯齿波与误差电压比较，也能用来作为占空比的调节。因为要稳定输出电压，还要电压采样，所以是双环。内环是电流环，外环是电压环。如图4-1所示是双闭环控制框图，把变换器分成两个环路控制，电流控制环的电流取自功率开关或滤波电感中的电流，外环为电压控制环，取自于输出端电压。因此在每个开关脉冲周期中不仅可以响应负载电压的变化，而且可以响应负载电流的变化。其主要特点是：电压环控制环路的电压设置阈值，而在电压阈值内电流内环调整开关或初级电路中的峰值电流。输出电流正比于功率开关或滤波电感中的电流，因此整个电路还具有限流作用，电流控制模式比电压控制模式更具有优越的电网调整率和负载调整率。pwm脉宽调制器开关电源只对输出电压进行采样，属于电压型控制的单环控制；而电流型控制是在电压型控制的基础上增加了电流内环的双环控制，使得电源的电网调整率和负载调整率及瞬间响应特性都有所提高，且电路比较简单。-电压调节电流调节 pwm功率开关l负载图4-1 pwm控制结构接在交流电网上的开关电源如果不采取功率校正电路，给电网造成功率因数底下，电压波形发生畸变的后果。功率因数校正分为无源型和有源型两大类，此电路需要有源功率校正。采用boost电路构成的apfc电路，它成本低电路简单，是应用最广泛的的功率因数校正电路。与整流桥串联的电感能减小高频噪声，减小输出滤波器的体积。对于接入电网的开关电源，一般有两级电路，前级进行pfc校正，后级进行pwm谐振控制。应运而生的pfc和pwm的复合控制芯片面世，采用美国uc3842芯片。4.1 uc3842电流型pwm集成控制芯片： 图4-2 uc3842引脚图uc3842引脚功能表：引脚号引脚符号功 能引脚号引脚符号功 能1comp补偿端5gnd地2反馈电压输入端6output输出端，图腾柱输出，有利于关断3电流检测端7电源输入端4振荡器电阻和电容8基准端表4-1 uc3842引脚功能uc3842内部结构图：图4-3 uc3842内部电路框图4.2 芯片各个管脚的接法供电电源和基准电压：7脚为即供电电源，8脚为基准电压，内部有一个欠压保护uvlo电路。输入电压高于上限电压（uc3842为16v）时，基准电源工作，一方面给内部电路供电同时在8脚输出基准电压=5v，芯片工作时耗电约为15ma。当输入电压小于uvlo下限电压（uc3842为10v）时，基准电压=0v输出为零，内部供电切除，输入仅流过备用电流，且小于1ma，输入电压最高值不应超过34v，由内部稳压管限幅。由于开启电压与关断电压由uvlo迟滞比较器决定，消除了“拍合”现象的干扰。振荡器：如图4-4所示，4脚为为振荡器，接和,一般接在基准电源8脚与4脚之间，接在4脚与5脚地之间。当时，,取=7.，,则=104khz,适当调节电阻可以调定工作频率。误差放大器：如图4-5所示是误差放大器（error amplifier, ea）原理图，2脚为电压反馈端。是误差放大器的反相输入端，同相输入端接内部2.5v基准电压，电压检测信号直接接到2脚。图4-5 误差放大器图4-4 振荡器设定电路 1脚为补偿端comp，也是误差放大器的输出端。如果输出与输入不隔离，则1脚与2脚之间借闭环校正补偿网络。通常是rc阻容网络，同于消除电路中产生的振荡。电流检测电路：如图4-6所示，3脚为电流检测端，检测电流波形为锯齿波，与误差放大器的误差电压比较。比较电压为1v，检测电流的最大值为,和为电流检测的滤波电路。图4-6 电流检测电路图4-7所示是uc3842的主要工作波形，当电路的供电电压ui低于欠压下限时，电路只流过小于1ma的备用电流。当供电电压大于欠压上限时，内部2.5v基准电压通过rr对cr充电，电容上电压ucr按指数规律上升。当电容电压上升到上线电平时，与电压型控制芯片一样，内部比较器翻转，电晶体管导通，电容cr放电。当放电到电容的下限电平时，内部触发器翻转，放电晶体管截止，电容cr。再次充电，振荡器往复振荡。在每次放电时发出一个振荡频率的脉冲osc当osc脉冲下降沿，输出output转为高电平时，变换器输出晶体管导通晶体管电流斜坡上升。晶体管检测电流送到isense端，与误差放大器输出ea比较，比较输出信号控制脉宽调制锁存器pwmlatch翻转。当电流超过某一值时，输出变为低电平，关断变换器功率晶体管，结束导通时间。 图45 pwm输出波形五、缓冲电路设计电力电子装置中可能发生的过电压分为外因过电压和内因过电压两类。外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，包括：操作过电压：由分闸，合闸等开关操作引起的过电压，电网侧的操作过电压会由供电变压器电磁感应耦合，或由变压器绕组之间的存在的分布电容静电感应耦合过来。雷击过电压：由雷击引起的过电压。内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程，包括：换相过电压：由于晶闸管或者与全控型器件反并联的续流二极管在换相结束后不能恢复阻断能力时，因而有较大的反向电流通过，使残存的载流子恢复，而当其恢复了阻断能力时，反向电流急剧减小，这样的电流突变会因线路电感而在晶闸管阴阳极这间或与续流二极管反并联的全控型器件两端产生过电压。关断过电压：全控型器件在较高频率下工作，当器件关断时，因正向电流的迅速降低而线路电感在器件两端感应出的过电压。电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流现象。过电流分载和短路两种情况。一般电力电子均同时采用几种过电压保护措施，怪提高保护的可靠性和合理性。在选择各种保护措施时应注意相互协调。通常，电子电路作为第一保护措施，快速熔断器只作为短路时的部分区断的保护，直流快速断路器在电子电力动作之后实现保护，过电流继电器在过载时动作。采用快速熔断器（简称快熔）是电力电子装置中最有效，应用最方泛的一种过电流保护措施。此外，常在全控型器件的驱动电路中设置过电流保护环节，这种措施对器件过电流的响应最快。解决方法：采用缓冲电路进行保护。它由rcd和rld缓冲电路复合而成，原理图如图6-3所示rcd和rld缓冲电路1、 关断缓冲电路由r、c、vd组成的双极型功率管关断缓冲电路如图6-1所示。当vt导通时，电容c端电压为晶体管饱和降压，接近零电压。关断时，为给感性负载电流il通路，二极管vd导通将r短路，给电容c快速充电，晶体管vt的c、e两端电压被电容电压c钳位。由于晶体管由导通到截止的开关时间很短，电感中的电流il基本不变，晶体管减少的电流就是电容充电增加的电流il。如果电容c足够大，在晶体管电流下降到零截止时，电容电压很低，晶体管关断损耗很低。电感电流继续对电容充电，直至电容电压达到晶体管截止电压。当晶体管再次开通时，c、e两端电压为零，电容c通过限流电阻r、晶体管ce极放电到零，为下一次关断做准备。假定开关期间电感电流il为常数，在下降时间内晶体管电流线性下降，则流经电容电流线性增加，如果在晶体管电流下降时间tf结束时，晶体管ce两端电压不超过截止时承受的电压u，则电容上的电压为因此可选择为保证在晶体管最小导通时间tomin内必须释放完，时间常数小于4rc，电阻应满足电阻消耗的能量实际上是晶体管截止时电容存储的能量，为了可靠起见，选择电阻的功率是实际损耗功率的2倍，即功率管开通时，电容c放电给功率管的附加峰值电流为2、 开通缓冲电路在电感电流（磁势）连续的电路中，晶体管vt由截止到开通的电流上升时间内，承受很大的开关应力。有些电路利用变压器的漏感延缓开通。如不能利用，一般用如图6-2所示的rld电路与晶体管串联。在晶体管截止时，电感l中电流为零；当晶体管开通时，由于电感电流不能突变，达到晶体管零电流开通。如开关频率为f，晶体管电流上升时间为tr，开通后稳态电流为i，截止时承受电压为u，由对偶关系得到当晶体管由导通转为截止时，电感电流不能突变，经过电阻r，二极管vd释放电感l中储存的磁场能量。为保证开通时零电流开通，在最短截止时间toffmin（必须大于4个时间常数，即）内，确保晶体管电流下降到零，即应满足式中：toffmin为晶体管最小截止时间。同样，电阻上消耗的能量是电感里存储的能量，选择电阻的功率是实际损耗功率的2倍，则关断时给功率管附加电压为。 图6-1 双极型功率管关断缓冲电路 图6-2 开通缓冲电路复合缓冲电路：缓冲电路（snubber circuit）又称吸收电路，是一直电力电子器件的内因过压、过流、di/dt、du/dt，减少器件的开关损耗。通常缓冲电路专指关断缓冲电路，开通缓冲电路称为di/dt抑制电路l 开通缓冲电路：抑制di/dt，减小开通损耗l 关断缓冲电路：吸收关断损耗，抑制du/dt如下两种电路：l 0开通时，如果没有抑制电路，电流会迅速上升，di/dt很大有抑制电路。有则不同，0开通时，缓冲电容6先通过5向0放电，使电流i6先上一个小台阶，以后由于抑制电路中得2，i6缓慢上升。l 0关断时，没有缓冲电路和抑制电路使得过电压和du/dt增大，也使得2中积蓄的能量不能释放。有则不同，0关断时，负载电流通过4向6分流，减轻0的负担，2中积蓄的能量也可以通过3向1释放六、功率因数校正电路6.1 功率因数校正技术以开关电源为代表的各种电力电子装置给工作生产和和会生活带来了极大的进步，然而也带来了一些负面的问题。通常，开关电源的输入级采用二级管构成的不可控容性整流电路。这种电路的有点事结构简单、成本低、可靠性高，但缺点是输入电流不是正弦波。究其产生这一问题的原因，在于二极管整流电路不具有对输入电流的可控性，当电源电压高于电容电压时，二极管导通，电源电压低于电容电压时，二极管不导通，输入电流为零，这样就形成了电源电压峰值附近的电流脉冲。解决这一问题的办法就是对电流脉冲的幅度进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波，这一技术成为功率因数校正（power factor corrrection,pfc）技术。根据采用的具体方法不同，可以分为无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。无源功率因数校正技术通过二极管整流点了中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的电流脉冲进行抑制，以降低电流谐波含量，提高功率因数。有源功率因数校正技术采用全控开关器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同向的正弦波，总谐波含量可以降低至5%一下，而功率因数能提高0.995，彻底解决整流电路的谐波污染和功率因数低的问题，从而满足现行最严格的谐波标准，因此其应用越来越广泛。7.2单相功率因数校正电路的基本原理开关电源中常用的单相有源pfc电路以及其主要波形如图所示 直流电压给定信号ud*和实际的直流电压ud比较后送入电压调节器，调节器的输出为一直流电流指令信号id,id和整流后的正弦电压和相乘得到直流输入直流输入电流的波形指令信号i*，该指令信号和实际直流电感电流信号比较后，通过滞环对开关器件进行控制，便可是输入直流电流跟踪指令值，这样交流侧电流波形将近似成为与交流电压同相的正弦波，跟踪误差再由滞环环宽所决定的范围内。由于采用升压斩波电路，只要输入电压不高于输出电压，电感l的电流就完全受开关s的通断控制。s开通时，电感l的电流增长，s关断时，电感l的电流下降。因此控制s的占空比按正弦绝对值规律变化，且与输入电压同相，就可以控制电感l的电流下降。从而使输入电流的波形为正弦波，且与输入电压同相，输入功率因数为不低于0.92。七、电路元器件选型6.1 二极管选型vd1vd6整流二极管选型参数：二极管承受的最大反压为变压器二次线电压峰值：考虑二倍安全裕量二极管额定电压为1200v；二极管承受的最小电压：电流最大值：，为了安全起见，流过二极管的电流为负载电流最大值，考虑二倍裕量，二极管额定电流为25a，故整流电路二极管型号为：mur30120快速恢复二极管vd7vd10续流二极管选型参数（依据开关管的参数选型）：续流二极管电流值为36a，考虑安全裕量额定电流为72a，额定电压为1200v，型号为murp72120。vd11vd14整流二极管选型参数：=233.3v 二极管承受的最大电压为取两倍安全裕量为660v，故额定电压为700v考虑二倍安全裕量，额定电流为40a故型号为：mur40706.2 开关管选型vt1vt4开关管选型参数:为变压器二次侧电压，由设计基本条件得出=150v，为变压器二次侧电流,为变压器为变压器一次侧电流，=24a，igbt模块每只管上的平均电流额定值（全桥式整流）i=0.5i10=12a式中：为峰值系数；i为开关管管上平均电流；1.5为单位时间过载系数；1.4为igbt的减小系数考虑安全裕量， igbt的额定电流为72aigbt上承受的最大电压为： 式中为安全因数，值取1.1，1.1为波动系数。 式中1.15为过电压保护系数；为安全系数，一般取1.1；150为电感引起的尖峰电压考虑安全裕量，igbt的额定电压为1200v。开关管的选型为：hgtg27n120bn6.3 变压器选型整流变压器选型参数：原边采用三角形接法，为了消除三相电中的三次谐波，副边采用星形接法，为了得到零线。额定容量：s=6kw；高压侧电压：所以额定取电压：500v，整流变压器的型号：sg-6/0.5三相干式自冷变压器。高频变压器：(1)、磁芯选择：适用于高频的磁芯材料有铁氧体磁芯，铁粉磁芯以及非晶合金。设计时，要查找三类磁芯的基本特性以选择合适的磁芯材料，在一般情况下都可选用铁氧体材料满足设计要求。然后在根据厂家提供的磁芯材料手册(一般可在磁芯厂家网站获得)选取具体的磁芯材料编号并获得其具体特性参数。磁芯规格的选取通常可先估算变压器的效率，然后由输出功率和估算效率计算出变压器的输人功率，再根据生产厂家给出的磁芯规格和传送功率的关系数据来选择。如果手头缺少上述资料，可利用常用ap法进行估算选取。 式中：ae为磁芯截面积(cm2）；aq为磁芯窗口面积（cm2）；pt为变压器的标称输出功率（w）；bm是磁芯工作的磁感应强度（g）；是线圈导线的电流密度，通常取=23(a/mm2)；km是窗口填充系数，一般取0.20.4；为开关频率；kc是磁芯的填充系数，对于铁氧体kc=1.0。=2a/mm2其中ae和aw可按下面的式子进行估算。 根据图中提供的磁芯尺寸，我们选择ee118/170，其磁芯尺寸参数如表所示 ee型磁芯尺寸表6-1 ee型磁芯尺寸则，cm2，因此ee118/170磁芯的功率容量为： 而2000w、20khz的开关电源的设计功率容量为： ap=187.5可见它明显小于功率容量乘积值204.33，符合要求。(2)变比：(3)计算高频变压器原边绕组的匝数值： 取原边匝数41。计算高频变压器副边绕组的匝数值： 取整数时副边匝数为24。(4)、计算绕组导线线径副边绕组导线截面积为： mm2绕组导线规格的选择。高频电流的集肤效应,使导线的实际导电截面积减小。因此。在导线选择上应使用多股导线并绕,副边大电流绕组最好能使用宽而扁的铜带,宽度与变压器磁心窗口高度接近,厚度则受2倍的穿透深度限制。表6-2列出了高频电流穿透铜导线的深度。表6-2 高频电流穿透铜导线的深度 因为,所以允许采取的