现代电力电子技术课程设计毕业设计.doc

现代电力电子技术课程设计目 录一、可调直流稳压电源总体方案设计11.1 设计任务与要求11.2 总体方案论证与设计1二、主电路设计及元器件选型22.1 主电路的拓扑结构选择22.2 igbt管的选型32.3 交流侧电感设计32.4 直流侧电容设计4三、控制电路设计及元器件选型53.1 本设计采用的控制方式53.2 检测电路的设计53.3 调制比m的确定63.4 电流pi调节器的设计73.5 电压pi调节器的设计93.6 保护电路设计12四、驱动电路设计144.1 驱动芯片选型144.2 驱动电路的设计14五、控制软件流程15六、设计总结17- i -一、可调直流稳压电源总体方案设计1.1 设计任务与要求（一）设计目标设计一个可调直流稳压电源。基本技术参数为：输入电压：三相380v ac；输出电压：0550v dc连续可调；最大输出电流：dc 200a；输出电压纹波因数：1.0%。（二）设计要求（1）、确定主电路设计方案，完成主电路参数计算，并确定主电路元器件选型； （2）、完成控制电路设计并确定相关元器件选型；（3）、研究确定该电源电路的有效控制方法，要求提供控制策略的原理框图、控制参数的确定及相关模型的建立等； （4）、提供控制软件的设计流程并说明其基本原理；（5）、总结。1.2 总体方案论证与设计本次设计的是一个输入为交流电的可调直流电源，因此从本质上来说是要设计一个整流电路。在所有电能基本转换中，整流是最早出现的一种，自20世纪20年代迄今已经历以下几种类型：旋转式变流机组、静止式离子整流器和静止式半导体整流器。旋转式变流机组和静止式离子整流器目前已经被半导体整流器取代。目前常用的半导体整流器主要有普通晶闸管（thyristor），又称可控硅整流器（silicon controlled rectifier，scr）和绝缘栅双极晶体管（insulated gate bipolar transistor，igbt）、集成门极换电流晶闸管（integrated gate commutated thyristors，igct）。igbt是目前比较常用可控的整流器件，因此本次设计选用igbt作为整流器件。脉冲整流器是一种以脉冲宽度控制方式（pwm）工作的变流器，又称为四象限变流器，与相控整流器相比具有功率因数高、谐波含量低、体积小、动态响应速度快等优点，因此本次设计中采用pwm整流方式。评价开关电源的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下，为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，必须设计多种保护电路，本次设计中，为了增强电源的可靠性，也设计了过压保护、过流保护、短路保护等保护电路。整个pwm整流装置主要由三相半桥，负载，驱动电路，控制电路组成。其装置原理总框图如图1.1所示。三相半桥式整流电路由6组igbt和续流二极管反并联组成。控制电路采用电压、电流双闭环控制。具体按典型i系统设计电流内环，按典型ii系统设计电压外环。调制波采用的是双极性spwm波，通过单片机89c52控制芯片sa8281来产生spwm波。驱动电路采用ir公司生产的大功率igbt专用的桥式电路驱动集成芯片ir2110。通过该芯片及外围电路来驱动igbt管。图1.1 可调直流稳压电源总体方案框图二、主电路设计及元器件选型2.1 主电路的拓扑结构选择主电路采用三相电压型半桥式整流电路，其拓扑结构如图2.1所示。图2.1 三相电压型pwm整流器的拓扑结构2.2 igbt管的选型本设计中采用的功率开关管是igbt。绝缘栅双极型晶体管igbt（insulated gate bipolar transistor）是一种典型的双极mos复合型功率器件。它是由功率mosfet和功率晶体管gtr集成在同一个芯片中，因此igbt即具有功率mosfet工作开关频率高、输入阻抗较大及驱动电路简单等优点，也具有功率晶体管gtr的低饱和和电压特性及易实现较大电流的能力。本设计中要求整流器效率达到90%以上，输出额定功率为110kw。用表示输入功率，表示每相输入电流的有效值，则有： （2.1）三相输入市电取有效值为220v，则每相输入电流有效值： （2.2）所以由每相输入电流有效值可以计算得到网侧电流峰值为： （2.3）选取网侧电流峰值的设计值为260a，并且考虑设计余量为2倍，因此在本设计中选取额定电流是520a的功率开关管igbt。对于功率开关管igbt，除了确定它的额定电流外，还须计算出电压有效值。由式可以得到： （2.4）式中，表示输入线电压的振幅值，为igbt的最大反向电压。考虑到安全余量，取1.5倍。所以igbt的额定电压取1600v。2.3 交流侧电感设计关于交流侧电感的设计，本设计要求同时满足三相vsr有功（无功）功率稳态指标和三相vsr瞬态电流跟踪指标。 （2.5）本设计是关于三相电压型pwm整流电路，满足单位功率因数整流。所以关于交流侧电感的公式采用式（2-19）。设计一个输出额定功率可达到110kw的三相电压型pwm整流电路。整流电路输入为三相市电。所以电网相电动势峰值为；。在igbt参数选择中已得到交流侧基波相电流峰值。可以得到关于交流侧电感的上限值： （2.6）表示最大允许谐波电流脉动量。根据任务书的要求，交流侧电流脉动率小于额定值的10%。所以可以得到： 又由于载波频率（开关频率）10khz。所以综上所述，可根据式（2-26）求出电感的下限值，如下所示： （2.7）经过上述计算及从整流电路整体设计考虑，交流侧电感参数选择为1mh/270a。本设计输入端采用的是三相对称电压源，所以交流侧三个电感的参数是一样的。在电感的设计中，对于磁芯的形状，一般有磁环磁芯、罐型磁芯、e型磁芯、ec磁芯和pq磁芯。本设计采用的是磁环磁芯。2.4 直流侧电容设计关于直流侧电容的设计，本设计要求同时满足三相vsr直流电压跟随性指标直流电压抗干扰性能指标。由式（2-35）可以得到：为了满足电压环的跟随性能指标，三相vsr直流侧电容要尽量小，以确保三相vsr直流侧电压的快速跟踪控制；由式（2-36）可以得到：为了满足电压环控制的抗干扰性能指标，三相vsr侧电容要尽量大，以限制负载扰动时出现的直流电压动态降落。为了满足设计要求，所以可以得到关于直流侧电容的不等式： （2.8）根据任务书要求可以得到：1）直流侧负载电阻；2）由于直流侧电压脉动率在以内，所以： （2.9） 则直流电压最大动态降落相对值为： （2.10） 3）可得：。取。 由上面3个条件可以得到关于直流侧电容的不等式： （2.11）综上所述，应选择容量为0.042f，额定工作电压为550v的电容。三、控制电路设计及元器件选型3.1 本设计采用的控制方式本设计的控制电路如图3.1所示。控制电路包括主控芯片、外围接口电路和检测电路。该控制电路采用电压、电流双闭环控制。整个控制电器由89c52单片机和专用集成芯片sa8281组成。基于sa8281和89c52的pwm整流器具有电路简单、功能齐全、性能价格比高、可靠性好，而且硬件电路也大大简化，灵活性强、智能性强，同时生成的spwm波形精度高，速度快，整流装置的可靠性大幅提高。图3.1 控制电路的主框图3.2 检测电路的设计（1）直流侧电压的检测本设计采用电压传感器来检测直流侧电压。由于霍尔电压传感器具有精度高、过载能力强、动态性能好等特点，所以选择北京森社电子有限公司生产的chv-50p/800霍尔电压传感器。直流侧电压经过霍尔传感器输入单片机89c52。由于89c52的输入电压最高为5v，所以可以求得采样电阻 （3.1）本设计的直流电压采样电路如图3.2所示。图3.2 直流电压采样电路（2）交流侧过电流的检测本设计主要通过电压型电流互感器来完成过电流的检测。先将三相输出交流电流转换为三相交流电压，然后与基准值进行比较。检测原理图如图3.3所示。以a相为例，具体过程为：电压型电流互感器将a相的交流电流以交流电压的形式输入检测电路。通过芯片ad637可以将交流电压转化为有效值进行输出。输出有效值电压经过a/d转换器后，送入单片机89c52，与设定的基准值进行比较。当输出电流超过一定值时，单片机89c52控制sa8281终止spwm波的输出。图3.3 过电流检测电路3.3 调制比m的确定 三相vsr交流侧的最大电流的值为： (3.2) 式中：为直流侧电流最大值； 为输出功率，在本设计中； 为输出电压的最小值，在本设计中。 三相vsr交流侧感抗的值为 (3.3) 考虑到三相交流侧线电压最小时的情况，此时电感与电流的相位相差。则： (3.4) 则调制比m为 (3.5)式中：为直流侧的电压值。所以本设计中取调制比m为0.7。3.4 电流pi调节器的设计为了满足获得较快的电流跟随性能，所以本设计按典型i系统来设计电流内环。三相vsr电流内环经前馈控制算法后实现解耦控制，如图3.4所示。图3.4 三相vsr电流内环解耦控制结构由电流内环解耦控制结构图，可以得到电流环的框图，如图3.5所示。图3.5 电流环结构框图由于两电流内环的对称性，因而以电流控制为例讨论电流调节器的设计。考虑到电流内环信号采样的延迟和pwm控制器的小惯性特性，所以已解耦的电流内环结构如图3.6所示。图3.6 电流环结构在图3.6中，为电流内环电流采样周期（即pwm开关周期），为桥路pwm等效增益。 为简化分析，忽略的扰动，且将pi调节器传递函数写成零极点形式，为： （3.6）将小时间常数、合并，得到简化后的电流内环结构图，如图3.7所示。图3.7 无扰动时的电流内环简化结构图表3.1 典型i型系统动态指标阻尼比超调量上升时间相角裕度截止频率 本设计采用的是典型i型系统设计电流调节器，主要是为了使电流内环具有较好的电流跟随性能，典型i型系统动态指标如表3.1所示。从图3.6可以看出，只需以pi调节器零点抵消电流控制对象传递函数的极点即可，即。通过校正，可以得到电流内环的开环传递函数为： （3.7）由典型i系统参数整定关系可知，当系统阻尼比时，有 （3.8）通过求解可得： （3.9） （3.10）式中，表示电流内环比例调节增益；表示电流内环积分调节增益；表示桥路pwm等效增益；r表示整流电路负载电阻值；表示电流内环采样周期（即亦为pwm整流器的开关周期）；根据设计要求，可以得到：1）载波频率（开关频率）10khz，则； 2）负载电阻 3） 4）电流超调小于5%； 5）取根据设计要求，并保证稳态电流无差。求解得： （3.11） （3.12）3.5 电压pi调节器的设计为了稳定三相vsr直流侧电压，所以需要电压调节器。本设计中采用典型ii系统来设计电压外环。典型ii系统的动态抗扰性能指标与参数的关系如表3.2所示。表4.2 典型ii型系统动态抗扰性能指标与参数的关系h34567891072.2%77.5%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8%2.452.702.853.003.153.253.303.4013.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.85 图3.4表示三相vsr的电流内环解耦控制结构。对于双闭环控制系统而言，电压外环的输出电流指令对电流内环进行控制。所以可以三相vsr双闭环控制结构，如图3.8所示。图3.8 三相vsr双闭环解耦控制结构由三相vsr双闭环解耦控制结构图可以得到其结构框图，如图3.9所示。图3.9 三相vsr电压环传递函数结构框图对该控制系统做如下近似：1） 电压采样延迟时间为；2） 直流侧电流近似等于网侧电流峰值，即一时变环节为：。m为pwm调制比，为开关函数基波初始相位角。其中调制比m=0.7。3） 由电容的电容特性，直流侧电容环节用表示；4） 为便于设计，此处将电流内环传递函数等效为时间常数的惯性环节；综上所述可以得到三相vsr电压环传递函数结构图，如图3.10所示。图3.10 三相vsr电压环传递函数结构图对于时变环节，取其最大值，即最大比例增益为0.5。同时，合并电压采样环节和电流内环等效环节为： （3.13）电压环pi调节的传递函数可以写成如下形式： （3.14）当忽略负载电流扰动，可以化简三相vsr电压环结构，如图4.11所示。 图3.11 简化后的三相vsr电压环传递函数结构图求解图3.11所示电压环的开环传递函数，可以得： （3.15）任务书桪按典型ii系统设计电压调节器，所以得到参数整定关系为： （3.16）同时考虑电压调节器的抗扰性和跟随性，工程上常取电压环中频宽为，所以电压环pi调节参数设计的依据为： （3.17）式中，c表示直流侧电容大小；表示开关频率的倒数；为电压外环采样小惯性时间常数。取，所以得到： （3.18） （3.19）为稳定直流侧电流，所以直流侧需要增加一个电抗器。1、限制输出电流脉动的电感量的计算，计算公式为： （3.20）式中，表示三相交流侧电压有效值；表示额定负载电流；表示电流脉动系数；和见表3.2所示。表3.2 计算电感量的有关数值电感量的有关数据三相半波 150最大脉动时的角90 0.881.466.75本设计要求直流侧电压脉动率在以内，所以可以得到电流脉动系数为： （3.21）所以可以得到所求电感量为： （3.22）所以选取电感为77mh的电抗器。3.6 保护电路设计（1）交流侧过流保护在三相vsr的交流侧，需采取短路保护电路，从而保证电路安全可靠地运行。在本设计中，用芯片sa8281来设计交流侧的过流保护。芯片sa8281可以通过set trip引脚快速关断所有spwm信号输出，高电平有效。设计时将所有故障信号合并后，传送到sa8281的set trip引脚，从而实现有故障时的快速闭锁，并通过引脚set trip产生中断，在中断服务程序中进行故障的处理及恢复等工作。为了避免误闭锁，所以需要给各故障信号均加上滤波延迟电路，合并后的故障信号进一步经由单稳电路构成的窄脉冲消除电路以消除干扰脉冲的影响。（2）igbt的保护对于igbt过电压的保护，本设计采用rc型吸收电路来保护功率开关管igbt。如图3.12所示。图3.12 rc型吸收电路对rc型吸收电路的具体作用为：1） 当igbt关断时，原来流过交流电感的电流会通过rc旁路，从而将交流电感的储能转移到吸收电路的电容c上，避免在igbt突然关断时，由于电流的突变导致在器件两端产生很高的电压尖峰，因而大大降低了开关管截止瞬间在其两端所产生的过电压。2） 当igbt导通时，电容c上存储的能量通过igbt、缓冲电路上电阻r释放，为下次的缓冲吸收做好准备。对rc吸收电路的电阻r与电容c进行估算。由于本设计的开关频率为10khz，一般情况下，选择电阻r为100欧。对于电容c，通过公式可以得出所选电容大小为： （3.23）对于igbt的过电流保护，本设计采用桥式电路驱动集成芯片ir2110的sd端来实现过电流保护控制功能。对于芯片ir2110的详细介绍见第五章，此处只是关于ir2110的sd端。igbt过电流保护的原理图如3.13所示。图3.13 igbt过电流保护原理图工作原理：实时的将流过igbt的电流与给定电流值进行比较，当流过igbt的电流过大时，通过sd端口切断igbt。具体流程：由于本设计选择的igbt能够承受的最大电流为270a，取电阻r2为0.1欧，则基准电压为7v，即。电阻r2的作用是对流过igbt的电流进行采集，并将其转换成电压信号v1。转换后的电压信号与基准电压vdd进行比较。如果v1vdd，则比较器输出高电平给ir2110的sd端口，然后ir2110迅速切断igbt，从而防止过电流的产生。四、驱动电路设计4.1 驱动芯片选型现在市面上有多种具有驱动igbt电压型功率器件的集成驱动模块，它们有多种保护功能、电路参数一致性好、隔离驱动、运行稳定可靠等优点。但其价格较高，而且只能驱动单个功率管。所以本设计采用的是ir公司生产的大功率igbt专用的桥式电路驱动集成芯片ir2110。ir2110是双通道高压、高速电压型功率开关器件栅极驱动器，有自举浮动电源。它具有驱动电路简单，只需一路电源即能同时驱动上、下桥臂等优点。ir2110的内部框图如图4.1所示。图4.1 ir2110的内部框图ir2110的内部功能是由三个部分组成：逻辑输入;电平平移和输出保护。所以采用ir2110可以为设计带来诸多的方便。ir2110各引脚功能为：lo引脚:低端输出；com引脚:公共端；vcc引脚:低端固定电源电压；nc引脚: 空端；vs引脚:高端浮置电源偏移电压；vb引脚:高端浮置电源电压；ho引脚:高端输出；nc引脚: 空端；vdd引脚:逻辑电源电压；hin引脚: 逻辑高端输入；sd引脚:关断；lin引脚:逻辑低端输入；vss引脚:逻辑电路地电位端，其值可以为0v；nc引脚:空端。4.2 驱动电路的设计单片机89c52控制sa8281输出spwm调制信号，然后spwm调制信号经驱动电路驱动功率开关管igbt。其中一相的驱动电路如图4.2所示。图4.2 驱动电路原理图驱动电路的工作原理如下：在管导通期间，将引脚的电位下拉到地，则引脚和引脚之间的电容为自举电容，通过自举二极管和自举电阻给自举电容充电，通过自举电容在引脚和引脚之间形成一个悬浮电源，通过这个电源给上桥臂主开关器件q1供电。当负载阻抗较大，导致经负载降压充电较慢，使得关断、开通时，上的电压经充电后仍不能达到自举电压8.3v以上，输出驱动信号会因欠压被片内逻辑封锁，就不能正常工作。为了保证在管关闭、管开通时，管的栅极能通过自举电容上的储能来驱动，从而实现自举式驱动。为此，要么选用小容量电容，以提高充电的电压量；要么为提供较快的充电通路；要么取掉，直接给引脚、加另一个1020v隔离电源。在每一个周期，当开关一次，就通过开关充电一次，因此自举电容的充电还与输入信号hin、lin的pwm脉冲频率和脉冲宽度有关。当pwm工作频率过低时，若导通脉宽较窄,自举电压8.3v容易满足；反之则无法实现自举。因此,要合理设置pwm开关频率和占空比调节范围，的容量选择有考虑如下几点：1）pwm开关频率高则选择容量较小的；2）尽量使自举上电回路不经大阻抗负载，否则需为充电提供快速充电通路；3）对于占空比调节较大的场合，特别是在高占空比时，由于开通时间较短，所以应选小，否则在有限时间内是无法达到自举电压。的选择应综合考虑pwm脉冲变化的各种情况，监测h0、vs脚波形是进行调试最好的方法。在本设计三相电压型pwm整流电路中，采用三片ir2110是中小型功率变换的理想选择,驱动电源仅用一路典型的15v电源。由于三相vsr在每个周期里总有一个上下管导通,故上管自举电容容易充电,三个上管自举电路可有序工作。五、控制软件流程主程序流程图如图5.1所示： 图5.1 主程序流程图交流侧过流保护的流程图如图5.2所示：图5.2 交流侧过电流保护igbt过电流保护的流程图如图5.3所