VIPower M0-5 24V 硬件设计指南 V11.pdf

硬件设计指南硬件设计指南硬件设计指南硬件设计指南 24v vipower 高边驱动器高边驱动器高边驱动器高边驱动器 rev. 1.1, november 2010 作者作者作者作者： ludk beran peter brauschke 翻译翻译翻译翻译： calvin wang december 2010 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 2 版本历史 版本 日期 作者 变更 1.0 2010年10月 ludk beran, peter brauschke 文档创建 1.1 2010年11月 ludk beran, peter brauschke 文档更新 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 3 1.1.1.1. 概述概述概述概述 5 2.2.2.2. 24v24v24v24v 驱动的新特性驱动的新特性驱动的新特性驱动的新特性 . 6 2.1.2.1.2.1.2.1. 可编程的闭锁功能可编程的闭锁功能可编程的闭锁功能可编程的闭锁功能 6 2.2.2.2.2.2.2.2. 可编程待机模式可编程待机模式可编程待机模式可编程待机模式 8 3.3.3.3. 一般性说明一般性说明一般性说明一般性说明 9 3.1.3.1.3.1.3.1. 应用原理图应用原理图应用原理图应用原理图( ( ( (整体和混合模拟式整体和混合模拟式整体和混合模拟式整体和混合模拟式 hsdhsdhsdhsd) ) ) ) . 9 3.2.3.2.3.2.3.2. 电源反接保护电源反接保护电源反接保护电源反接保护. 11 3.2.1.3.2.1.3.2.1.3.2.1. 整体式整体式整体式整体式 hsdhsdhsdhsd 的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护 11 3.2.1.1.3.2.1.1.3.2.1.1.3.2.1.1. 用二极管用二极管用二极管用二极管+ + + +电阻进行电源反接保护电阻进行电源反接保护电阻进行电源反接保护电阻进行电源反接保护 11 3.2.1.2.3.2.1.2.3.2.1.2.3.2.1.2. 用用用用 mosfetmosfetmosfetmosfet 进行电源反接保护进行电源反接保护进行电源反接保护进行电源反接保护 15 3.2.2.3.2.2.3.2.2.3.2.2. 混混混混合式合式合式合式 hsdhsdhsdhsd 的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护 17 3.3.3.3.3.3.3.3. 微控制器保护微控制器保护微控制器保护微控制器保护. 18 4.4.4.4. 模拟电流检测模拟电流检测模拟电流检测模拟电流检测 19 4.1.4.1.4.1.4.1. 介绍介绍介绍介绍. 19 4.2.4.2.4.2.4.2. 工作原理工作原理工作原理工作原理. 20 4.3.4.3.4.3.4.3. 功率限制和过热指示功率限制和过热指示功率限制和过热指示功率限制和过热指示. 23 4.4.4.4.4.4.4.4. 电流检测电阻计算电流检测电阻计算电流检测电阻计算电流检测电阻计算. 24 4.5.4.5.4.5.4.5. 诊断诊断诊断诊断. 24 4.5.1.4.5.1.4.5.1.4.5.1. 并联负载的诊断并联负载的诊断并联负载的诊断并联负载的诊断. 24 4.5.2.4.5.2.4.5.2.4.5.2. 对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断. 25 4.5.3.4.5.3.4.5.3.4.5.3. k k k k 系数的标定方法系数的标定方法系数的标定方法系数的标定方法 26 4.5.4.4.5.4.4.5.4.4.5.4. 关闭状态的空载检测关闭状态的空载检测关闭状态的空载检测关闭状态的空载检测. 28 4.5.5.4.5.5.4.5.5.4.5.5. 诊断概要诊断概要诊断概要诊断概要. 29 5.5.5.5. 开关感性负载开关感性负载开关感性负载开关感性负载 31 5.1.5.1.5.1.5.1. 打开瞬间的情况打开瞬间的情况打开瞬间的情况打开瞬间的情况. 31 5.2.5.2.5.2.5.2. 关闭瞬间的情况关闭瞬间的情况关闭瞬间的情况关闭瞬间的情况. 32 5.2.1.5.2.1.5.2.1.5.2.1. 计算计算计算计算 hsdhsdhsdhsd 的能耗的能耗的能耗的能耗 33 5.2.2.5.2.2.5.2.2.5.2.2. 计算举例计算举例计算举例计算举例. 34 5.3.5.3.5.3.5.3. 选择合适的选择合适的选择合适的选择合适的 hsdhsdhsdhsd . 36 5.3.1.5.3.1.5.3.1.5.3.1. 举例举例举例举例（vnd5t100vnd5t100vnd5t100vnd5t100aj + aj + aj + aj + 继电器继电器继电器继电器) ) ) ) 36 5.4.5.4.5.4.5.4. 外部钳位电路选择外部钳位电路选择外部钳位电路选择外部钳位电路选择. 39 5.4.1.5.4.1.5.4.1.5.4.1. 钳位电路举例钳位电路举例钳位电路举例钳位电路举例. 40 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 4 5.4.2.5.4.2.5.4.2.5.4.2. 电路电路电路电路 2 2 2 2）（）（）（）（见前面章节见前面章节见前面章节见前面章节）的器件选择指南的器件选择指南的器件选择指南的器件选择指南 . 44 5.4.3.5.4.3.5.4.3.5.4.3. 举例举例举例举例(vnd5t035aj + dc(vnd5t035aj + dc(vnd5t035aj + dc(vnd5t035aj + dc 马达马达马达马达, , , , 外部钳位外部钳位外部钳位外部钳位) ) ) ) . 48 6.6.6.6. hsdhsdhsdhsd 的并联的并联的并联的并联 . 54 6.1.6.1.6.1.6.1. fr_stby(fr_stby(fr_stby(fr_stby(失效复位失效复位失效复位失效复位/ / / /待机待机待机待机) ) ) )和和和和 in(in(in(in(输入输入输入输入) ) ) )的并联的并联的并联的并联 . 54 6.1.1.6.1.1.6.1.1.6.1.1. 用不同的电源网络供电的整体式用不同的电源网络供电的整体式用不同的电源网络供电的整体式用不同的电源网络供电的整体式 hsdhsdhsdhsd 并联并联并联并联 54 6.1.2.6.1.2.6.1.2.6.1.2. 用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式 hsdhsdhsdhsd 并联并联并联并联 56 6.1.3.6.1.3.6.1.3.6.1.3. 整体式与混合式整体式与混合式整体式与混合式整体式与混合式 hsdhsdhsdhsd 并联使用并联使用并联使用并联使用 57 6.2.6.2.6.2.6.2. cscscscs（电流检测电流检测电流检测电流检测） pinpinpinpin 的并联的并联的并联的并联 . 58 6.2.1.6.2.1.6.2.1.6.2.1. 用不同电源网络供电的整体式用不同电源网络供电的整体式用不同电源网络供电的整体式用不同电源网络供电的整体式 hsdhsdhsdhsd 并联并联并联并联 58 6.2.2.6.2.2.6.2.2.6.2.2. 用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式 hsdhsdhsdhsd 并联并联并联并联 60 6.2.3.6.2.3.6.2.3.6.2.3. 用不同电源网络供电的整体式与混合式器件并联用不同电源网络供电的整体式与混合式器件并联用不同电源网络供电的整体式与混合式器件并联用不同电源网络供电的整体式与混合式器件并联. 61 6.3.6.3.6.3.6.3. 输出并联输出并联输出并联输出并联. 63 7.7.7.7. esdesdesdesd 保护保护保护保护 . 64 7.1.7.1.7.1.7.1. hsdhsdhsdhsd 的的的的 esdesdesdesd 保护保护保护保护计算计算计算计算 . 64 7.2.7.2.7.2.7.2. esdesdesdesd 保护保护保护保护ecu ecu ecu ecu 层层层层( ( ( (布线考虑布线考虑布线考虑布线考虑) ) ) ) . 68 8.8.8.8. 可靠性设计可靠性设计可靠性设计可靠性设计 69 8.1.8.1.8.1.8.1. hsdhsdhsdhsd 和继电器放在同一块和继电器放在同一块和继电器放在同一块和继电器放在同一块 pcbpcbpcbpcb 板时的设计建议板时的设计建议板时的设计建议板时的设计建议 . 69 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 5 1.1.1.1. 概述概述概述概述 这份文档的目的是使工程师能够更好地理解vipower高边开关的工作原理，并使设计 省时省钱。 在已有的 12v vipower（用于乘用车）汽车系统设计指南的基础上，本文档主要介绍 vipower 器件的新成员：24v vipower（用于卡车）。该驱动器件以目前最先进的 m0-5 为基础，并且能够满足更苛刻的卡车应用环境的要求。 在卡车应用中，不单止电池电压加倍（使得 iso 脉冲等级随之增加），布线的分布 电感也比乘用车大了相当多。温度范围与乘用车相同，但由于卡车的平均寿命较长，因此 也要求电子模块有更长的寿命。 当卡车带上拖车时，如果 ecu 放置在卡车前端，要驱动拖车的尾灯，则需要长达 3040米的导线。由于卡车上的由高边开关驱动的车灯数量多，尽管是 24v 电池电压， 总的负载电流也不会比 12v 系统的电流小。 实际上 24v 系统高边驱动需要克服大电流，还要克服在关闭瞬间大分布电感的影响， 例如负载短路的情况。这种情况会对器件产生很强的冲击，因此要达到与目前12v系统相 同或更高的可靠性，则需要采用新的方法。 本文将会介绍能满足更高要求的 24v 系统的 vipower 驱动器件。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 6 2.2.2.2. 24v24v24v24v驱动的新特性驱动的新特性驱动的新特性驱动的新特性 在现有的 m0-5 增强型驱动器的基础上，stmicroelectronics 公司又已经推出了新的应 用于24v 系统的驱动器，它具有一些新的特性： 可编程的闭锁功能 (inx pin(s) high): o fr_stby pin = low or left open: 与 m0-5 增强型器件的运作相同（过载或者过热关闭后会自动重启） o fr_stby pin = high： 驱动器在过载或者过热关闭后会闭锁（保持关闭状态）。如果要重新打 开该通道，必须将 fr_stby pin 拉为低电平至少 treset。 可编程的待机功能 (inx pin(s) low): o fr_stby pin = low or left open: 当 inx pin 和 fr_stby pin 同时低电平时，所有输出被关闭，器件进入待机 模式（关闭状态的空载诊断功能关闭）。 o fr_stby pin = high： 与 m0-5 增强型器件的运作相同（关闭状态 的空载诊断功能打开） 2.1.2.1.2.1.2.1. 可编程的可编程的可编程的可编程的闭锁闭锁闭锁闭锁功能功能功能功能 当 fr_staby pin（逻辑输入）为高电平时，闭锁功能打开。这个 pin 对所有的通道都 是共用的。 当发生过载情况时，相关通道会在功率限制或者过热时自动闭锁。闭锁的状态会通过在 相应通道的电流检测脚上输出一个 vsenseh 的电平来进行指示（输入脚必须为高电平）。 将 fr_stby pin 电平拉低至少 treset（ 24s），即可使所有闭锁的通道可以重新恢复 输出。 图 1 和图 2 为闭锁功能的图解： 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 7 图 1. 闭锁功能 过载时的动作 图 2. vnd5t035ak 闭锁检查（输出短路到地） 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 8 2.2.2.2.2.2.2.2. 可编程待机模式可编程待机模式可编程待机模式可编程待机模式 当 fr_stby 引脚 和所有 inx 引脚为低电平（或者开路时）即进入待机模式。延时 tstby = 500s 后（见图 3），芯片消耗电流掉到 2a （典型值）。当 fr_stby 引脚电平被拉低（或 者悬空）后，关闭状态的开路检测功能被关闭。 图 3. 待机模式动作 当 f_stby 引脚或 inx 引脚变为高电平时，器件退出待机模式。当 f_stby 引脚为高电 平，关闭状态的开路检测功能打开。当输出电压大于 vol时，cs pin 输出 vsenseh电平，指示发 生关闭状态输出开路（与 m0-5enhanced 器件的动作相同）。 表 1. 诊断真值表 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 9 3.3.3.3. 一般性说明一般性说明一般性说明一般性说明 3.1.3.1.3.1.3.1. 应用原理图应用原理图应用原理图应用原理图( ( ( (整体和混合模拟整体和混合模拟整体和混合模拟整体和混合模拟式式式式 hsdhsdhsdhsd) ) ) ) 与已有的 m0-5enhanced 驱动(12v)比较，增加了 fr_stby pin（取消了 cs_dis pin）用 于失效复位和模式选择（自动重启/闭锁，关闭状态的 待机/空载检测）。 图 4：整体式模拟 hsd 应用原理图 图 5：混合式模拟 hsd 应用原理图 note1：如果不需要闭锁功能或者关闭状态的空载检测功能，fr_stby pin 应该悬空或者通过一个电阻 接地（56k）。直接接地是不安全的（iso 脉冲通过 fr_stby pin 钳位会对器件造成损坏）。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 10 iso 脉冲参考 iso 7637-2：2004（e） note2：上拉电阻 r5 是可选的（用于输出关闭时的空载检测）。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 11 3.2.3.2.3.2.3.2. 电源反接保护电源反接保护电源反接保护电源反接保护 3.2.1.3.2.1.3.2.1.3.2.1. 整体式整体式整体式整体式 hsdhsdhsdhsd 的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护 电源反接保护电路接入到驱动器的接地端。有几种方案：二极管，电阻+二极管，场效应 管。通过芯片接地端的电流较小，不需要大功率器件。然而该保护电路须能承受 iso 脉冲的电 流和电压冲击。该简单的接地电路不能对所连接的负载进行保护。电源反接时，反向电压会通 过 hsd 内部的反向二极管加在负载上，这时 hsd 的功耗是非常关键的（取决于负载大小和 hsd 的散热）。内部二极管的典型压降为 0.7v，因此 hsd 的功耗 pd = 0.7iloadw. 3.2.1.1.3.2.1.1.3.2.1.1.3.2.1.1. 用用用用二极管二极管二极管二极管+ + + +电阻电阻电阻电阻进行电源反接保护进行电源反接保护进行电源反接保护进行电源反接保护 图 6：电源反接时各点电压 - 二极管+电阻式保护电路 地端串联的二极管防止了电源反接时通过内部二极管短路情况的出现。 如果驱动消磁时间长于 tstby的大电感负载，建议（不强制）并联一个电阻(最大 4.7k）到 该二极管上。这个电阻的作用是削减在待机模式进行消磁时所产生的 gnd pin 上的反向电压 尖峰。如果没有并联该电阻，由于待机模式时的流过 gnd pin 的电流很小（通常为 2a）， 则输出端的消磁电压（40v）会通过输出端的内部下拉电阻（120k，未标定）将 gnd pin 的电压拉低为负电位（见图 9，图 10）如果 gnd pin 的电位负向偏移超过了输入电压的高电平 门槛值（vih = 2.1vmin），器件就会退出待机模式。由于退出待机模式，电流变大，因此 gnd pin 电平马上被拉高（600mv）。经过 tstby延时后，将会再次进入待机模式。因此在整个消 磁阶段，我们可以看到 gnd pin 上会有周期为 tstby的短暂负脉冲。这些脉冲的宽度不足够使 hsd 输出打开，因此在器件的 gnd pin 没有并联电阻的情况下，器件还是可以安全工作的。然 而为了消除上述的寄生振荡，还是建议接上该电阻（如果 tdemag tstby）。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 12 这个接地网络可以被几个不同的 hsds 共用。这个接地网络会产生输入电平门槛值偏移 （600mv）。这个偏移值不会因为有多个 hsd 共用该接地网络而变化。gnd pin 的二极管允 许高边驱动对 64v 以上的 iso 脉冲进行钳位（hsd 的典型钳位电压值）。负 iso 脉冲会通过 gnd 和逻辑端口。因此该接地二极管必须能够承受正 iso 脉冲的钳位电流和负 iso 脉冲的反向 电压冲击。 二极管的选型： 我们所考虑的最强烈的正 iso 脉冲 是 test pulse 2，等级 iv(50v50 s)。 该脉冲叠加在标称电源电压 28v 上，因 此总电压为 78v。vipower 典型的钳位电 压为 64v(最小 58v/最大 70v)。在典型 器件的情况下，剩余电压为 78v - 64v - 0.7v = 13.3v。iso 脉冲发生器的内 阻为 2ohms。因此可以计算得到通过接 地二极管的峰值电流为 6.7a，持续时间 为 50s。 我们所考虑的最强烈的负iso脉冲是 test pulse 1，等级iv(-600v2ms)。这 个脉冲通过内部钳位结构直接传到gnd pin。因此二极管上的反向峰值电压至少 为600v。 注意：如果脉冲电压超过反向电压极限， 二极管会工作在雪崩状态。 结果： 最大正向峰值电流为：6.7a50 s 最大反向峰值电压为：-600v note3： 如上述解释，串联二极管保护电路的 hsd 不能对电源线上的负 iso 脉冲进行钳位。因此 应该在微控制器与 hsd 之间串联合适的保护电阻。电阻值根据所用的微控制器的 i/o 口最大注 入电流极限值进行计算。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 13 note4： 如果采用外部钳位电路（例如用带保护电路的电源对 hsd 供电），则可以选择参数较低的二极管。 电阻值计算： 如果应用于大电感负载，建议加上接地 电阻。是否需要加电阻，取决于消磁时间 （tdemag）。如果 tdemag长于待机延时时间 （tstby），建议加上接地电阻。这里以 tstby 的最小值 120s 为例（如 datasheet 所示）。 可以通过测量（图 10）得到，也可以用 equation 1（第 32 页）和equation 2（第 33 页）计算得到。 图 10. 测量示例 - tdemag tstby（rgnd = 6.8k, relay 880mh/280ohm） 该电阻值应该足够小以致能够使 gnd pin 的负电压削减到不足以令器件开通的电压 值。也就是说 vgnd应该保持在-2.1v 以上（假设 vin = 0v, 输入高电平的最小门槛值为 vih = 2.1v）。假设输出端的内部下拉电阻（rout）为 120k，忽略器件的待机电流，这时接地电阻可 以通过简单的分压原理进行计算： 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 14 ? 考虑安全余量，建议使用的最大值为 4.7k。 最小的电阻值取决于 hsd 在电源反接的情况下，gnd pin 允许的最大反向直流电流： 为了使电源反接时接地电阻的功耗尽量小，最好选择阻值接近最大值（4.7k）的电阻。 (1206 的功率参数为 0.25w70c) 总结总结总结总结- - - -电阻值计算电阻值计算电阻值计算电阻值计算： 建议接电阻如果： tdemag tstby 阻值： 4.7k(或者更低) 耐压： min. 600v(iso 脉冲 1，等级 iv) 功耗（电源反接）： min.167mw(4.7k) = package 1206 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 15 3.2.1.2.3.2.1.2.3.2.1.2.3.2.1.2. 用用用用 mosfetmosfetmosfetmosfet 进行电源反接保护进行电源反接保护进行电源反接保护进行电源反接保护 图 11：电源反接时各点电压 mosfet 式保护电路 hsd 由一个 mosfet 进行保护，mosfet 会在电源反接时关断，其能够对电源线上的正负 iso 脉冲进行钳位，并且不会产生地电平偏移。接在门极与源极之间的电容能使门极即使在负 iso 脉冲其间都能保持充电。由 rc 值决定的时间常数应该大于 1ms（iso7637 pulse 1 的持续时 间）。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 16 保护电路类型保护电路类型保护电路类型保护电路类型 优点优点优点优点 缺点缺点缺点缺点 2）二极管式 电压降固定； 对正 iso 脉冲钳位（64v）； 适用于任何负载； 负 iso 脉冲会传到输入和诊断 端口（需要接串联保护电 阻）。 关闭大电感负载输出时可能会 在 gnd pin 产生寄生振荡 （tdemag tstby时）； 3）电阻+二极管式 电压降固定； 对正 iso 脉冲钳位（64v）； 任何负载类型。 负 iso 脉冲会传到输入和诊断 端口（需要接串联保护电 阻）。 4）mosfet 式 任何负载类型； 无电压降； iso 脉冲不会传到输入和诊断 端口。 成本高(需要更多外围器件)。 表 2：电源反接保护电路比较（整体式 hsd） 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 17 3.2.2.3.2.2.3.2.2.3.2.2. 混合式混合式混合式混合式 hsdhsdhsdhsd 的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护的电源反接保护 与整体式器件相反，所有的混合式 vipower hsd 都不需要任何外部保护电路进行电源反接保护。 因为这些器件有内部保护电路（见图 12 的“reverse bat. prot.“模块）。 而且，在电源反接的情况下输出 mosfet 是自动打开的，提供了与正常工作时同样的低阻通道，不 需要额外考虑电源反接时的功耗问题。 如果在混合式 hsd 的地端串联二极管，其输出 mosfet 就不能在电源反接时打开，也就不能发挥该 器件的独特优势。（见图 13） 图 12：混合式 hsd 通过 mosfet 自动打开进行电源反接保护 图 13：举例 mosfet 的自动打开功能被 dgnd 禁止 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 18 3.3.3.3.3.3.3.3. 微控制器保护微控制器保护微控制器保护微控制器保护 图 14：iso 脉冲传到 i/o 口 如果发生 iso 脉冲或者电源反接的情况，hsd 控制端会通过其内部结构和地端保护电路被拉到一个 危险电平（见电源反接章节）。因此每一个接到 hsd 的微控制器端口都要串联一个电阻以限制注入电流。 rprot的值必须足够大，以致能够保证注入电流低于微控制器 i/o 口的闩锁电流极限。我们也要考虑 rprot 上的压降，因为 hsd 需要的输入电流典型值为 10 a。rprot必须满足下面的条件： 推荐的 rprot值为 56k（对大多数的汽车微控制器来说是安全值）。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 19 4.4.4.4. 模拟电流检测模拟电流检测模拟电流检测模拟电流检测 4.1.4.1.4.1.4.1. 介绍介绍介绍介绍 这里介绍 vipower m0-5 技术，模拟电流检测有重要的改进。 图 16 是 m0-5 高边驱动器模拟电流检测功能的框图。与前一代的器件相符，电流检测模块有两个功 能： 正常工作时输出负载的镜像电流，它与负载电流成一定的比例关系，该比例称为 k 系数； 不正常工作时的诊断指示电压，在过载或者空载（关闭状态）的情况下输出一个固定的电 压，并具有一定的电流驱动能力。 电流检测电路形成的镜像电流可以通过一个外部的检测电阻的转化成一个电压值，这样就可以对负 载和芯片的工作情况进行监测。 图 15：具有模拟电流检测的 24v 高边驱动器 框图 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 20 4.2.4.2.4.2.4.2. 工作原理工作原理工作原理工作原理 模拟电流检测功能的简化框图如图 16 所示。 图 16：简化的电流检测框图 sensemos 与 mainmos 由同一个门极控制电路所驱动，而在相同的驱动电压下 sensemos 的电流是 mainmos 电流的一定比例的缩小。 sensemos 相当于 mainmos 按一定的比例进行缩小，由一个与 mainmos 相同的门极驱动电路驱动。 流过 mainmos 的电流被 sensemos 所镜像。cs pin 的输出检测电流由电流检测放大器通过 p 沟道 mosfet m1 进行调整，得到以下等式： ； 并且： ； 上式中： ； 还包括几何系数，电流检测放大器的漂移，各个参数的偏差。 必须保证 isense 与 iout 成一定的比例关系。事实上，rsense的最大压降由芯片内部限制到 8.5v 左 右，见 datasheet 里面的 vsense “maximum analog sense output voltage” (5v minimum 8v isense = 1ma = rsense = 1.9k。 假设典型 vsense饱和值 8.5v =，最大 isense = 4.5ma 仍具有线性特性 = 最大 iout = 12.8a。 也就是说，用所选定 rsense，大于 12.8a 的负载电流会产生相同的 vsense（见图 17）。 图 17：例 1 另一方面，必须保证 p 沟道 mosfet m1 不能进入饱和状态，这样会导致 isense 不再与 iout 成一定 比例关系。通常，当达到 m1 的最大电流（14ma），这种情况就会发生。 这个值符合电流检测工作范围和电流极限值的要求。 举例举例举例举例 2 2 2 2 isense 饱和（14ma） vnd5t035ak 选择合适的 rsense，使得 vsense = 1.5v iout = 10a。 考虑（为简单起见）k3 10a = 2895(典型值) = isense= 3.45ma = rsense = 430 假设在典型的 isense 饱和值 14ma 时（iout 10a）k 值仍然接近 2895，这时可以检测到的最大负载电 流为： 这个值仍然符合 ilimh典型值的要求。 以所选的 rsense，可检测到的线性 vsense为 6.02v。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 22 然而，当负载电流接近电流极限时，电流检测的正确性是不能保证的。在“硬”短路的情况下，电 流限制器会使输出电压急速下降到 0v 左右，这时 cs pin 将会输出不可靠的电流值。 为了使 cs 处于良好定义的状态，在 vout下降到某一门槛值时（6v 典型值，见图 18），有一个专门 的电路会将电流检测电路关闭。 图 18：vsense vs vout iout = ilimh 该值符合电流检测范围和电流极限值的要求。 举例举例举例举例：vnd5t035ak 在输出电流极限值 iout = ilimh = 30a 时，输出 mosfet 的漏源极压降为： ； 因此，在 vcc = 8v 时，vout 仍然足够保证 cs 端在电流极限之内正常工作。 结论，正常工作时，电流检测电路在边界条件以内工作。对于某一个给定的器件，在最大 vsense （第一个例子）和饱和检测电流（第二个例子）以下，isense 是 iout 的单值单调函数。也就是说， 在给定的范围内，对于某一 iout 值，只有唯一的 isense 与之对应。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 23 4.3.4.3.4.3.4.3. 功率限制和功率限制和功率限制和功率限制和过热指示过热指示过热指示过热指示 原理原理原理原理： 当功率限制或者过热情况发生时，cs pin 会切换到“电流限制”电压源，进行失效指示。 当功率限制或者过热情况发生时，左边的 m2 开关就会被激活（参考图 16）。 这个 p 沟道的 mosfet m2 受控产生一个典型值为 8.5v 的电压（datasheet 里面的 vsenseh） 加在外部检测电阻上。 这种条件下，cs pin 输出的电流被限制在 9ma（datasheet 里面的 isenseh）。 为了使电流检测脚能够产生最小 5v 的 vsenseh电压，检测电阻值不能小于某个特定值，见下 例： 举例举例举例举例：vnd5t035ak 计算使vsenseh 5v 的最小检测电阻； 考虑到典型的 isenseh = 9ma = rsense_min = 556 。 过载或者硬短路时 24v 驱动器的工作状况通常会像下图所示（fr_stby 低电平 = 自动重 启模式） 图 19. 举例 过载（350m 对地） 图 20. 举例 硬短路对地 发生功率限制时立刻发出诊断指示，而不用等到过热关闭（见图 19）； 空载和过载不会混淆； 即使应用于间歇性负载时也可以对短路/过载进行快速、安全的诊断； 间歇性断路检测； 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 24 4.4.4.4.4.4.4.4. 电流检测电阻计算电流检测电阻计算电流检测电阻计算电流检测电阻计算 图 21：电流检测电阻 24v hsd 集成了一个电流检测电路，在正常工作时提供一个检测电流，该检测电流与负载电流成一 定的比例关系（datasheet 里面称为 k 系数）。该检测电流会在外部检测电阻 rsense上面产生一个检测 电压： 这样可以监测流过负载的电流，和监测不正常的工作情况，例如空载、过载、对地短路引起的过热 关闭。在过热关闭或者功率限制的情况下，csense pin 会切换到电压源 vsenseh（vsenseh = 8.5v 典型值， isensehtyp = 9ma）。电流检测电压通常会通过一个 56k 的保护电阻传到微控制器的 adc 输入端。vsenseh 电平会被微控制器的 esd 保护电路限制到5.6v，这时 adc 会获得最大值（8bit 分辨率时为 0xff）。电 容 cf 是用来提高 vsenseh的测量精度。这个电容在 adc 采样阶段作为一个低阻抗的电压源供 adc 输入 pin 使用。这个电容与 56k 的串联电阻一起可作为一个低通滤波器（截止频率约为 3khz）可以滤除 csense线路上潜在的高频噪声（尤其对于与微控制器的连接线路很长的时候）。这个电容应该放在尽量 靠近微控制器的地方。 定义定义定义定义 r r r rsensesensesensesense电阻值的例子电阻值的例子电阻值的例子电阻值的例子： 让我们考虑 vnd5t035ak(35m)，正常负载电流为 3a vsense = 2v，典型 k2 = 2870（datasheet）： 4.5.4.5.4.5.4.5. 诊断诊断诊断诊断 4.5.1.4.5.1.4.5.1.4.5.1. 并联负载的诊断并联负载的诊断并联负载的诊断并联负载的诊断 带有电流检测的 hsd 可以检测到并联负载中的任一 个灯泡的失效。然而，如果我们考虑到不同灯泡的功率 差异，k 系数的误差，不同 vbat下的灯泡电流差异和 adc 的分辨率，那么要精确地判断失效情况是有困难的。例 如，如果负载是一大一小两个灯泡并联，可能小功率灯 泡就会因为误差而不能被检测出来。 表 3：并联灯泡 概况 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 25 为了得到更加精确电流检测，可以采取以下措施： 1） 对每一个 hsd 进行电流检测标定（k 系数的测量）； 2） 测量 vbat = 通过软件进行灯泡电流补偿； 4.5.2.4.5.2.4.5.2.4.5.2. 对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断 在某些情况下，需要用同一个 hsd 选择性地驱动若干个不同负载的其中一个。这些负载可以是灯泡、 led（-led 簇）。这种情况下驱动器需要： 满足灯泡负载的大涌入电流的要求； 持续工作时要有足够低的功耗； 用 led（-led 簇）代替灯泡负载时不能误认为是空载； 对于这种可选负载的应用，可以使用不同的检测电阻（可切换）去满足不同负载电流检测范围的要 求。 下图 22 是一个电流检测电阻切换电路原理图。将 mosfet q1 打开，使 rsense1与 rsense2并联时，可 以使电流检测范围得到扩大。 图 22：可切换的电流检测电阻 举例 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 26 4.5.3.4.5.3.4.5.3.4.5.3. k k k k 系数的系数的系数的系数的标定标定标定标定方法方法方法方法 为了减少 vsense的差异性，可以通过在模块生产线的末端加入简单的标定测试，以减少 k 系数的差 异和消除 rsense的变化。 如何进行如何进行如何进行如何进行标定标定标定标定： 标定就是，通过测量某一个安装在电路板上的器件在某个输出电流下的 vsense，而算出其 k 系数的 过程。由于已知 iout = isense*k 关系，因此可以很容易算出 k 系数。然而在某点计算 k 系数虽然可以 消除不同器件的参数差异，但不能消除由于输出电流不同导致 k 系数差异而引起的 vsense的差异。 这个差异可以通过以下措施消除： 表 4 和图 23 是在某一个随机的 vnd5t035ak 的 rsense = 2.2kohm 上测量到的数据。 表 4：vsense 测量 图 23：vsense 测量 图中的曲线在应用范围内基本上是线性关系，因此我们可以近似地用下面的等式来描述 vsense的趋 势曲线： vsense=m*iout+a (1) 这里 mohm是系数，a 是常数。 将这个等式反过来，很容易得到一个计算输出电流的等式： iout = m*vsense + b (2) 当 ms和 b 已知，就可以得到高精度的 iout，这时计算结果就只受到温度变化的影响了。 由于温度变化造成的电流检测波动由 datasheet 里面的参数 dk/k 所定义。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 27 如何计算如何计算如何计算如何计算 m m m m 和和和和 b b b b： 计算 m 和 b 需要在生产线的末端做两个测量。选择两个参考输出电流，iref1 和 iref2，然后测量 对应 vsense1 和 vsense2。将这 4 个值保存到 eeprom 中以便微控制器用这些值并通过下面的公式来计算 m 和 b。由 iout = m*vsense + b，可以得到： iref1=m*vsense1+b and (3) iref2=m*vsense2+b 求解这两个等式得到： m = (iref1-iref2)/( vsense1-vsense2) (4) b = (iref2*vsense1 iref1*vsense2)/( vsense1-vsense2) 选择器件举例选择器件举例选择器件举例选择器件举例 选定 iref1=2a 和 iref2=4a，查表 4 可以得到 vsense1=1.563 和 vsense2=3.115v，计算得到： m = 1.289 s b = -0.014 a 进而得到： iout = 1.289*vsense - 0.014 (5) 校验后，电流检测值仍然会受到器件温度的影响。等式（5）的误差仍然受到检测电流温漂的影响。 温漂参数参考 datasheet 里面的 dk/k。温漂会随着输出电流的增大而减小，例如在 vnd5t035ak datasheet 里面，温漂是+/-15% 2a，然而当输出电流为 10a 时，温漂减小到+/-5%。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 28 4.5.4.4.5.4.4.5.4.4.5.4. 关闭状态的空载检测关闭状态的空载检测关闭状态的空载检测关闭状态的空载检测 fr_stby pin 高电平时该功能可用； 由 cs pin 的 vsenseh 电平指示； 需要在输出端接外部上拉电阻； 可以通过带开关的上拉电阻区分关闭状态的空载情况与对 vbat短路情况； 图 24. 模拟 hsd-关闭状态的空载检测 图 25. 空载/对 vcc 短路状态 表 5. 关闭状态时 cs pin 的电平值 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 29 4.5.5.4.5.5.4.5.5.4.5.5. 诊断概要诊断概要诊断概要诊断概要 下表概括了所有的失效情况，vsense信号的变化和推荐的诊断判断。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 30 表 6. 诊断表 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 31 5.5.5.5. 开关感性负载开关感性负载开关感性负载开关感性负载 对感性负载（例如继电器、电磁阀、马达）进行开关切换时，可以产生比稳态值高很多倍 的瞬态电压。例如关闭一个 24v 的继电器线圈可以轻易产生一个好几百伏的负电压脉冲。st 的高边驱动器能够很好地驱动这种类型的负载，而且很多情况下都不需要外围的保护电路。然 而是否需要加外围保护电路，取决于每个器件的极限参数。 st 高边驱动器有一个吸引人的特性，就是它具有相对较高的输出电压钳位，这会使得感性 负载的消磁更快。这一章的目的是简单地介绍如何校验消磁的情况，如何根据给定的负载选择 合适 hsd 和外围钳位电路（如果有需要）。 5.1.5.1.5.1.5.1. 打开打开打开打开瞬间瞬间瞬间瞬间的情况的情况的情况的情况 图 26：感性负载 hsd 打开 当 hsd 打开感性负载时，负载电流会以 l/r 为时间常数而逐渐增加，而不是立刻达到最终的电流。 诊断软件应该考虑到这个情况（防止误认为是空载情况）。 图 27：感性负载 打开的例子：vnd5t035ak，l = 880mh，r = 370ohm 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 32 5.2.5.2.5.2.5.2. 关闭关闭关闭关闭瞬间瞬间瞬间瞬间的情况的情况的情况的情况 图 28：感性负载 hsd 关闭 hsd 关闭感性负载的情况如图 28 所示。电感会产生反电动势以维持电流原来的方向和大小。这个 电压（叫做消磁电压）由 hsd 的钳位电压和电源电压决定： 负载电流会以指数形式衰减（当 r = 0 时为线性形式），直到衰减至零，将存储在电感里面的能量 全部消耗在 hsd 和负载电阻上。 因为 hsd 输出钳位电压与 vbat pin 有关，hsd 消耗的功率会随着电池电压的增加而增加（电池、 hsd、和负载是串联的，因此电池的能量会随着其电压的升高而增大）。 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 33 5.2.1.5.2.1.5.2.1.5.2.1. 计算计算计算计算 hsdhsdhsdhsd 的能耗的能耗的能耗的能耗 hsd 所消耗的能量是通过对 mosfet 实际的功耗在消磁时间内进行积分所得： 要将上式积分，我们需要知道电流响应 iout(t)和消磁时间 tdemag。iout(t)可以通过有名的 r/l 电路 电流响应公式得到，这里设初始电流为 i0，最终电流为 vdemag/r，iout = 0(见图 28)。 电流为零时的时间为消磁时间，将 iout(t) = 0 代入上式，得到： 将 tdemag 和 iout(t)代入上面的积分公式，可以得到 hsd 消耗的能量： 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 34 5.2.2.5.2.2.5.2.2.5.2.2. 计算举例计算举例计算举例计算举例 这个例子说明如何用上面的公式来计算消磁时间和 hsd 能耗。 条件条件条件条件： 电池电压： vbat = 27v hsd： vnd5t035ak 钳位电压： vclamp = 64v(典型值) 负载电阻： r= 370ohm 负载电感： l = 880mh 负载电流（关闭前）： i0 = vbat/r = 73ma 步骤 1）用等式 1 计算消磁电压（第 32 页）： 步骤 2）用等式 2 计算消磁时间（第 33 页）： 步骤 3）用等式 4 计算 hsd 的功耗（第 33 页）： 步骤 4）测量（与理论值比较）： （见下一页的示波器截图） 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 35 图 29：感性负载 关闭的例子：vnd5t035ak，l=880mh，r=370oohm 用示波器的数学函数功能测量 hsd 消耗的消磁能量。第一个函数 f1 表示 hsd 上的功耗功率，(vbat- vout)*iout，第二个函数 f4 表示 hsd 消耗的总能量（对 f1 的积分）。 从示波器中可以看到测量值与理论计算值非常接近。 （计算值：2.77mj1.3ms；测量值：2.6mj1.4ms） 24v 高边驱动 - 硬件设计指南 36 5.3.5.3.5.3.5.3. 选择合适的选择合适的选择合适的选择合适的 hsdhsdhsdhsd 虽然器件有内部保护电路对消磁进行保护，但是其容许的能耗是有限制的，所以设计应用时必须对 其进行考虑。 有两个主要的原因可以导致器件失效： 1. 消磁时温度急速上升（由电感决定），不均匀的能量分布导致出现热点，从而使器件在某一次 冲击时失效； 2. 如 coffin-manson 法则所述，器件正常工作的寿命会受到快速热冲击的影响。产生 60k 以上温 升的消磁能量如果反复作用在器件上，便会缩短器件的寿命。 因此设计时要遵循两个原则： 1. 器件必须能够承受该电感能量的冲击； 2. 在反复脉冲输出的情况下，关闭时温度冲击的平均值不能超过 60k。 为了满足这些原则，设计者必须算出关闭时 hsd 的能量消耗，然后将计算结果与 datasheet 的参数 进行对比。参考下面的例子。 5.3.1.5.3.1.5.3.1.5.3.1. 举例举例举例举例（vnd5vnd5vnd5vnd5t100t100t100t100ajajajaj + + + + 继电器继电器继电器继电器) ) ) ) 这个例