数字微波中继系统的总体设计考虑.ppt

第6章 1 微波通信 郑玉峰 第6章 2 第6章 数字微波中继系统 的总体设计考虑 第6章 3 主要内容 1. 假设参考通道与传输质量标准 2. 射频波道的频率配置 3. 系统性能的估算与指标分配 4. 路径效应和大气效应的估计与控制 5. 路由工程设计举例 第6章 4 通信系统的总体设计涉及的面很广，它可以贯穿到 通信设备的研制与生产、通信线路的架设与使用等 各个方面。 简单考虑一下具体的设计：如何考虑全网的性能？ 假设参考通道与传输质量标准 频率分配-射频波道的频率配置 调制方式选择与传输恶化 性能估算与指标分配，路由设计等知识 第6章 5 主要内容 1. 假设参考通道与传输质量标准 2. 射频波道的频率配置 3. 系统性能的估算与指标分配 4. 路径效应和大气效应的估计与控制 5. 路由工程设计举例 第6章 6 用户对通信系统的要求是多种多样的。例如， 通信距离可以有远有近，传送的信息可以是语 言、图像或数据，每个中继段可以分出或插入 信息，也可以直接转接，话路噪声有大有小等 等。这样，很难对不同通信线路规定一个统一 的质量标准。 6.1 假设参考通道与传输质量标准 第6章 7 为了比较各种通信设备与通信线路的性能 ，可以预先规定一条假设的通信线路，并 假定把通信设备安装在这条线路上，在这 种条件下去考察该线路的传输质量。通常 就把这条通信线路称为假设参考通道。而 传输质量标准都是针对一定的假设参考通 道规定的，这是系统规划、设计和设备总 体设计的依据。 第6章 8 国际电报电话咨询委员会（后来的国 际电信联盟）在上世纪80年代就提出 了以64kb/s为接口基础进行交换链接 质量要求的建议书g.821。我们的讨 论就以这样的假设参考数字连接进行 。 第6章 9 （1）假设参考数字连接（hrx） 在微波中继通信系统中，64 kbit/s的数字连 接可由高级、中级和用户级3 个质量等级的假 设参考数字通道组成，最长通道为27 500 km，这部分又可分为高级假设参考数字通道 、中级假设参考数字通道和低级（用户级） 假设参考数字通道三部分。itu-t建议的一个 标准的最长hrx包含14个假设参考数字链路 和13个交换节点。 第6章 10 假设参考数字连接模型 第6章 11 （2）假想参考数字通道（或链路）（hrdl） 为了简化数字传输系统的研究，把假设参考连 接中的两个相邻交换点的数字配线架间所有的 传输系统、复接和分接设备等各种传输单元（ 不包括交换），用假设参考数字通道（hrdl ）表示。 第6章 12 （3）假设参考数字段（hrds） 一个假设参考数字通道是由多个假设参考 数字段构成的。而一个假设参考数字段是指两 个相邻的数字配线架或等效设备（例如两个分 插复用器）之间用来传输特定速率的数字信号 的线路及设备。 第6章 13 高级假设参考数字通道 每个射频波道容量大于二次群的数字微 波通信系统高级假设参考数字通道，长 度为2500km，其中包括9 段等长相同 的数字段，一般用于长途电路。 第6章 14 中级假设参考数字通道 每个射频波道容量大于二次群的数字 微波通信系统中级假设参考数字通道 ，其基本长度为1220km，常用于长途 支线电路。 1 220km 第6章 15 中级假设参考数字通道的数字段可 分为6段，共分为4类，其中第一类 和第二类长度为280km（4段）， 第三类和第四类长度为50km，每 类的性能指标是不同的。 第6章 16 用户级假设参考数字通道 数字微波通信系统用户级假设参考数 字通道长度为50 km ，用于本地通信 第6章 17 6.1.2 数字微波通信的 线路传输质量指标 误码性能指标 可用性指标 传输容量 基带接口 第6章 18 1.误码性能指标 误码率指标是数字微波中继通信系统在可用 期间内的主要质量指标，也是确定不可用门 限的一项重要指标。itu-r针对数字微波假 设参考通道的误码性能做了以下几项规定。 误码恶化分 误码秒 严重误码秒 残余误码率 第6章 19 误码恶化分（低码率指标） 指在1分钟统计时间内，误码率大于l x10-6的分钟数与相应的恶化分占总通信 时间(也以分钟计)的百分比，通常认为 这时的误码主要是由设备不完善及干扰 等因素造成的。 第6章 20 严重误码秒（高误码率指标） 指在1秒钟统计时间内，误码率大于l x10-3的秒数与相应的误码秒占总通信 时间(也以秒计)的百分比，影响这项 指标的主要因素是传播衰落。 第6章 21 误码秒 指在1秒钟统计时间内出现一个或多 个误码的秒数相应的误码秒占总通信 时间的百分比，此项指标主要是针对 数据传输而规定的，主要取决于设备 性能的完善程度 。 第6章 22 残余误码率 即背景小误码率，指在较长的一定时间 间隔内(例如15分钟等)进行统计处理所得 的平均比特误码率，或其他较长统计时 间统计方法所获得的平均比特误码率， 这往往用于表征设备及环境不完善引起 的极小的背景误码性能。这一指标要求 主要针对isdn的多种业务综合传输时必 须具备严格的传输质量要求而规定，以 限制各数字微波传输段低误码率不断累 计造成不可收拾的传输性能恶化。 第6章 23 对于这些指标，在各级建设参考数字 通道中都有具体的要求。 具体如何呢？ 第6章 24 对高级假设参考数字通道 的误码性能要求（1） 考虑衰落、干扰及其他性能恶化因素的影响，对 2500km长的64kbs高级假设参考数字通道输出端 的比特误码率要求应满足： 任何月份一分钟的平均误码率大于1xl0-6的时间概 率不得超过0.4(低误码率指标)； 任何月份一秒钟的平均误码率大于1x10-3的时间 概率不得超过0.054(高误码率指标) 任何月份的误码秒累计时间概率不大于0.32； 残余误码率不大于5x10-9。 第6章 25 对高级假设参考数字通道 的误码性能要求（2） 对长度为2802500km时的误码率指标，对于非 2500km的实际高级数字通道微波电路，当线路长度l时 的64kbs码流的数字电路上，其误码率指标为： 任何月份一分钟的平均误码率大于1xl0-6的时间概率不 得超过0.4 l/2500 (恶化分)； 任何月份一秒钟的平均误码率大于1x10-3的时间概率 不得超过0.054 l/2500 (严重误码秒) 任何月份的误码秒累计时间概率不大于0.32 l/2500 ； 残余误码率不大于5x10-9 l/2500 ； 当l280km时，按l280km规定其误码性能指标。 第6章 26 中级通道的误码性能指标 当实际数字微波通道作为数字通信网络的中级通道 时（标准情况下），误码性能指标如下： 任何月份一分钟的平均误码率大于1xl0-6的时间 概率不得超过1.5(低误码率指标)； 任何月份一秒钟的平均误码率大于1x10-3的时间 概率不得超过0.04(高误码率指标) 任何月份的误码秒累计时间概率不大于1.2； 残余误码率不大于1.8x10-9。 第6章 27 长度不标准的情况下的中级参考通道 误码秒 （不大 于） 严重误 码秒 （不大 于） 残余误 码率（不 大于） 误码恶 化分（ 不大于 ） 年可用 性 （不小 于） 第一类 280km 0. 036 % 0.006 % 5.510-100.045%0.9996 7 第二类 280km 0.16 % 0.0075 % 2.410-90.2 %0.9996 第三类 50km 0.16 % 0.002 % 2.410-90.2 %0.9996 第四类 50km 0.4 %0.005 % 6.010-90.5 %0.998 第6章 28 用户级通道的误码性能指标 当实际数字微波通道作为数字通信网络的用户级通道 ，且其长度不大于50 km时，误码性能指标如下： 任何月份一分钟的平均误码率大于1xl0-6的时间概 率不得超过0.75(恶化分)； 任何月份一秒钟的平均误码率大于1x10-3的时间概 率不得超过0.0075(严重误码秒) 任何月份的误码秒累计时间概率不大于0.6； 残余误码率不大于0.9x10-9。 第6章 29 误码率指标在各中继段上的分配 在进行误码率指标分配时，假定下述条件 成立： 全线共m个中继段，其特性相同； 衰落是造成高误码率的主要原因，且各 中继段的衰落是相互独立的； 码间干扰及外来干扰是造成低误码的主 要原因，而且在低误码率的统计时间内， 这些干扰可近似看成是平稳的。 第6章 30 假设全程高误码率指标为peth，其时间百分数为 kth；全程低误码率指标为petl，其时间百分数为ktl ；下标t表示全程，以s取代t时，表示某一段的指 标，m表示所分段数则有 高误码误码 率指标标分配： pesh=peth ksh=kth/m 低误码误码 率指标标分配： pesl=petl/m ksl=ktl 第6章 31 意义是：低误码率指标按误码率数值在各中继 段均匀分配，而时间百分数不变；高误码率指 标按时间百分数在各中继段均匀分配，而误码 率数值不变。 例子：共有10个中继段 任何月份一分钟的平均误码率大于1xl0-6的时间 概率不得超过a(恶化分)； （ 1xl0-7 ； a） 任何月份一秒钟的平均误码率大于1x10-3的时 间概率不得超过b(严重误码秒) （ 1x10-3；b/10 ） 第6章 32 2.可用性 假设参考数字通道(或数字段)的可用性定义如下 可用性l-不可用性 =可用时间/（可用时间+不可用时间） 不可用时间定义为：在至少一个传输方向上，只要 下述两个条件中有一个连续出现10秒，即认为该通 道不可用时间开始(这10秒计入不可用时间)。 (1)数字信号阻断(即定位或定时丧失)； (2)每秒平均误码率大于1x10-3。 第6章 33 可用时间定义为：在两个传输方向上， 下述两个条件同时连续出现10秒，即认 定该通道可用时间开始(这10秒计入可用 时间) (1)数字信号恢复(即定位或定时恢复)； (2)每秒平均误码率小于1x10-3。 第6章 34 3.传输容量 目前对于大多数通信用户来说，电话依然是一种主 要的业务内容。因此数字微波通信系统的传输容量 基本上是按照多路数字电话的容量等级来规定的。 关于多路数字电话的群路等级，国际电信联盟曾规 定过两种标准，第一种是西欧各国主要采用的30路 系列；一种是日本和北关各国主要采用的24路系列 ：其他一些数字业务(如频分多路模拟电话的编码信 号、彩色电视编码信号、数据信号等)的比特率应纳 入这两个标准系列之中，或者复用成64kbb。 第6章 35 我国数字微波中继通信的传输容量采用脉 码调制30路系列和增量调制系列混合传输 的体制。为了满足用户的更广泛要求。在 脉码调制30路标准系列基础上，又增设了 几种中间等级的非标准系列，如60路、240 路、960路等：按照人们一般的习惯，认为 比特率100mbs以上为大容量数字微波系 统；10-100mb/s为中容量数字微波系统； 10mbs以下为小容量数字微波系统。 第6章 36 4.基带接口 是指微波设备与数字复用设备之间或者再生型中继设 备之间的接口关系。 基带接口参数是数字微波设备的一项重要指标。为了 便于不同设备在组成通信网时能够互相连接，基带接 口必须标准化。对于脉码调制系列的各种群路等级， itu_t的g.703和g.823建议已规定数字接口的物理 电气特性。 对数字接口一般需考虑以下几项性能指标： 比特率容差；接口码型；输入、输出口规范； 定时时钟抖动特性等。 第6章 37 主要内容 1. 假设参考通道与传输质量标准 2. 射频波道的频率配置 3. 系统性能的估算与指标分配 4. 路径效应和大气效应的估计与控制 5. 路由工程设计举例 第6章 38 6.2 射频波道的频率配置 在微波中继通信中为了提高射频频 谱的利用率和减少波道间或路由间 的干扰，必须很好地解决波道频率 配置问题。 第6章 39 6.2.1 波道 波道是指无线电通信设备的不同射频通道。微 波中继通信的波道有固定波道与可变波道两类 。 固定波道，就是对每台收发信机来说，其射频 中心频率标称值是固定的，一旦建站以后一般 就不再变了，固定站大都属于这种情况。 可变波道，就是收发信机的射频中心频率标称 值随时可变。一般移动站或军用站住往属于这 种情况。 第6章 40 6.2.2 收发波道的频率配置方式 对两套对通的微波收发信机而言，它们的射频频 带宽度是有限的，因而其传输容量也是有限的。 为了增加微波中继通信系统的传输容量，各微波 站在每个通信方向上可以使用多套微波收发信机 同时工作，而同一方向的每套收发信机必须使用 不同的微波收发频率，以避免相互干扰。这样， 每两套对通的微波收发信机构成了一条独立的双 向微波信道，称为射频波道。因此，在一条微波 中继通信线路上，相邻两个微波站之间将有多条 射频波道。所谓射频波道的频率配置，就是如何 分配各相邻两条微波站之间各条射频波道收发信 机的微波收发频率。 第6章 41 频率配置的基本原则：(1) 尽可能在给定的微波频段内多安排一些 波道，以增加传输容量； 尽可能减小波道之间的相互干扰，以保 证系统总体指标和通信质量； 尽可能有利于通信设备的标准化、系列 化生产，以便于维修和降低成本。 第6章 42 因微波天线和天线塔建设费用很高，多波 道系统要设法共用天线。所以选用的频率配 置方案应有利于天线共用，达到天线建设费 用低，又能满足技术指标的目的。 对于外差式收信机，不应产生镜像干扰， 即不允许某一波道的发信频率等于其他波道 收信机的镜像频率。 频率配置的基本原则：(2) 第6章 43 单波道频率配置 当一条微波中继继通信线线路各相邻邻两个 微波站之间间只有一条波道上工作时时，其 频频率配置称为为单单波道频频率配置。常采 用二频频制方案，即整个微波线线路共使用 两个不同的微波频频率f1，f2，且这这两个 频频率在两个信息传输传输 方向上都是交替 出现现的。 第6章 44 由于发发信电电平比收信电电平高很多， 因此，如何防止本机的发发信电电平对对 收信电电平的干扰扰将是考虑虑收发发波道 频频率配置的重要因素。 第6章 45 单单波道频频率配置还还可采用四频频制方案 ，即整个微波线线路共使用四个不同的 微波频频率f1，f2，f3和f4，f2与f4、f1与 f3各组组成一条双向波道，这这两条双向 波道在两个信息传输传输 方向上交替出现现 。 f3 f1 f3f4f3 f1 f3 f2f2 f4 第6章 46 采用二频制方案时，每个中间站的两个通信方 向的收发频率均相同，但收发频率逐站更换一 次。其优点是占用频带窄（频谱利用率高）， 缺点是存在反向干扰和越站同频干扰问题。反 向干扰是指一个通信方向的收信机会收到相反 通信方向的同频干扰信号，这就要求天线必须 具备较高的前后比。为防止越站同频干扰，在 微波线路设计和站址选择时应妥善安排。采用 四频制方案时，没有反向干扰问题，但仍然存 在越站同频干扰问题，且其占用频带比二频制 方案宽一倍。 第6章 47 多波道频率配置 当一条微波中继通信线路各相邻两个微波 站之间有多条波道同时工作时，其频率配 置称为多波道频率配置。 第6章 48 通常是将某一频频段的2n个波道分割成低 端与高端两段，每段有n个波道，分别记别记 为为f1、f2、fn及f1、f2、fn。对对 某台收发发信机来说说，如果发发信波道取低 端的fi，则则收信波道一定取高端相应应的fi 。这样这样 ，fi与fi就组组成了一对对波道，整个 频频段共有n对对波道。 第6章 49 6.2.3 多波道的频率配置间隔 规规定fi-fi为为同一对对波道的收发发中心频频率间间隔 。规规定fi+1-fi为为相邻邻波道的频频率间间隔。 f1与 频频段的下限或fn与频频段的上限的间间隔为为边边 沿保护间护间 隔。 第6章 50 6.2.4 波道频率再用 利用电波的水平与垂直极化分割， 不仅可以减少干扰，还可以对射频 波道实行频率再用，即在相同或相 近的波道频率位置借助于不同的极 化来安排更多的射频通道。数字微 波波道频率再用技术，有同波道型 频率再用方案和插入波道型频率再 用方案两种。 利用电波的水平与垂直极化分割， 不仅可以减少干扰，还可以对射频 波道实行频率再用，即在相同或相 近的波道频率位置借助于不同的极 化来安排更多的射频通道。数字微 波波道频率再用技术，有同波道型 频率再用方案和插入波道型频率再 用方案两种。 第6章 51 同波道型频率再用方案 主用与再用的波道频率相同，极化 方式不同。 第6章 52 插入波道型频率再用方案 主用与再用的波道频率交叉错开，极化 方式不同。 第6章 53 8543210201304050 1.52.5 区域网 长距离干线网 区域和本地网，边际网 2 8 34 mbit/s 34 140 155 mbit/s 2 8 34 140 155 mbit/s 3.311 ghz ghz 微波频率资源的使用 6.2.5 射频波道配置举例 第6章 54 频率收发频差 (mhz) 用途 4-7161, 154, 245 ，340长距离干线 126, 161，154，199,266, 311，长距离干线 11-13266 中，短距离 308,420,490,315，720， 728中，短距离 340，1092.5 1008,1010, 1560中，短距离 600,1050,1232, 1008, 1200, 中，短距离 855,1008短距，离城区 1008短距，离城区 812短距，离城区 700,1260短距，离城区 微波设备主要工作频段 第6章 55 下面是以6.7ghz为中心的6ghz干线大容量 数字微波传输的射频波道配置。（单极化天 线，上下的极化方式不同） 第6章 56 这是双极化天线 各波道的中心频率为： 上半频段： 下半频段： 第6章 57 主要内容 1. 假设参考通道与传输质量标准 2. 射频波道的频率配置 3. 系统性能的估算与指标分配 4. 路径效应和大气效应的估计与控制 5. 路由工程设计举例 第6章 58 6.3 系统性能的估算与指标分配 性能估算是总体设计的一项重要内 容，它将根据给定的传输质量标准 确定各分机的主要技术指标，或者 根据分机性能估算此设备的通信能 力，例如跨距、中断率及在某些地 理条件下要不要采用分集接收等。 第6章 59 数字微波中继通信系统通常是一种再 生中继型通信系统。在中继段所遇到 的各种干扰和传输畸变只要不超过产 生误码的门限，则对于整个系统的性 能没有影响。因此，数字微波中继系 统的设备能力估算主要根据误码率这 项指标。 第6章 60 为为了分析误码产误码产 生的原因，让让我们们考 虑虑数字信息在微波通道上的传输过传输过 程 ，如图图所示：图图中的信道包括天馈馈系 统统及自由空间传间传 播。发发射功率pt经经信道 传输传输 后在收信入口处处得到的功率为为pr， pr的大小还还与传传播衰落有关。收信机将 一定信噪比的中频频信号送给给解调调器还还 原成和发发端相同的信码码，如果干扰扰与失 真超过过一定限度就会产产生误码误码 。 第6章 61 数字微波通道传输模型 第6章 62 在一个正常的数字微波中继系统中 ，通常把干扰用高斯噪声来近似。 因此，根据加性高斯白噪声信道中 的误码率计算公式，就可以将误码 率指标转化为对归一化信噪比的要 求。外部干扰、码间干扰及调制、 解调不理想等对误码的影响，可以 看成是一种恶化因素，即看成有效 信噪比的降低。 第6章 63 性能估算的步骤(1) 根据传输质量标准确定接收机入门处归 一化信噪比的理论门限值； 估计设备的各种恶化及干扰因素，确定 恶化储备量及干扰储备量，从而得到考虑 了恶化及干扰诸因素后所必需的归一化信 噪比的实际门限值； 将恶化储备量及干扰储备量在各个分机 或部件上进行分配，确定各分机及部件的 有关技术指标； 第6章 64 性能估算的步骤(2) 将归一化信噪比的实际门限值和其 他设备参数、线路参数等代入视距传播 方程，求出在一定站距、塔高下的电平 余量； 根据给定的传播中断率指标计算不 同站距下所要求的衰落储备量，看看是 否满足要求，从而确定要不要加分集措 施,或者重新修订对分机指标的要求。 第6章 65 6.3.1传输质量标准及在每跳上的分配 以11ghz pcm-1920路数字微波中继继通信设备设备 为为例。本系统统作为为中级级假设设参考数字链链路中 的第2类类假设设参考数字段，全长长280 km。有关 传输质传输质 量标标准如下： 低误码误码 率：全年任何月份按分平均的误码误码 率 大于1x10-6的时间时间 不超过过0.2； 高误码误码 率：全年任何月份按秒平均的误码误码 率 大于1x10-3的时间时间 不超过过0.0075： 误码误码 秒：全年任何月份误码误码 秒(最少含一个 误码误码 的秒)累计时间计时间 不超过过0.16； 残余误码误码 率：不超过过2.410-9； 可用性：不低于99.96。 第6章 66 以上各项质项质 量标标准在总总体设计时设计时 只对对高误码误码 率、低误误 码码率及可用性进进行估算。假如该该数字段划分成10跳， 每跳28km。需要将这这几项质项质 量标标准分配给给每跳。 高误码误码 率：高误码误码 率指标标按时间时间 百分数在各中继继段 均匀分配，而误码误码 率数值值不变变。据此得到每跳指标为标为 110-3 / 7.510-6 (误码误码 率)(时间时间 百分数) 低误码误码 率：低误码误码 率指标标按误码误码 率数值值在各中继继段 均匀分配，而时间时间 百分数不变变；据此得到每跳指标为标为 110-7 / 0.2% (误码误码 率)(时间时间 百分数) 可用性：全程双工总总的中断率为为410-4 ，往返共20跳 ，分配给给每跳的中断率为为410-5 第6章 67 6.3.2 门限接收电平 系统的可靠性性能取决于信噪比 若本系统采用16qam，对于理想解调的 16qam系统，与误码率110-3 和110-7 对应对应 的 归归一化信噪比为为10.6db和14.4db 数字信息在微波通道上传送时将遇到各种恶化 与干扰。这种恶化与干扰大致可以分为两大类 ：一类和信号强度有关，可以等效为信号电平 的降低，用信号能量损失的分贝数来表示；另 一类和信号强度无关，用干扰功率相加来表示 。一般来说，设备恶化属于前一类，外部干扰 属于后一类。 第6章 68 假设归一化信噪比的理论门限为 ，考 虑到设备恶化和外部干扰后的实际门限 ，则有 l代表设备恶化引起的等效信号下降的倍数， 为外部干扰干扰功率密度。这说明实际门限信 噪比扣除设备恶化及外部干扰的影响后，净得 到的有效信噪比必须等于理论门限信噪比，才 能保证总体设计所需要的误码性能 第6章 69 变换为 写成分贝形式 干扰储备量 恶化储备量 我们给本系统的恶化储备量为5db，干扰储 备量为1db，可以的到实际门限信噪比为 高误码率110-3 ：16.6db（7.510-6） 高误码率110-7 ：20.4db （0.2%） 第6章 70 与门限信噪比相应的接收机入口处的电平称 为门限接收电平，他们存在以下的关系： ：门限接收电平 ：接收机噪声系数 ：波尔兹曼常数 ：环境温度 ：数字信息的比特率 第6章 71 将 和 带入上式， 并用db表示 本系统中 可以得到 第6章 72 6.3.3 系统增益 系统的增益为 本系统中，若 得到g=183db 第6章 73 6.3.4 传输损耗和电平余量 自由空间的损耗为： 已知 还要加传输线损耗3.5db，收发公用器损耗 1db,总的损耗为 故得到的电平余量 第6章 74 6.3.5 高误码率指标验算 根据第三章的计算多径衰落超过某个 门限值的时间百分数公式： 满足高误码率时间百分数的要求。 第6章 75 6.3.6 恶化储备量分配 恶化储备量共5db，分配给调制器与 解调器的不理想、信道失真、勤务调 频、逻辑运算的误码扩散等。见书上 表6-2. 第6章 76 6.3.7 干扰储备量的分配 干扰分为两类：凡是和有用信号同时衰落 的干扰，其信号干扰功率比不随时间而变 化，称为恒定干扰，如同一路径同一频率 的干扰就属于这种情况；凡是不随有用信 号同时衰落的干扰，其信号干扰功率比将 随着衰落而发生变化，称为变动干扰。 第6章 77 本系统的干扰量为1db，即 把总干扰量在各种干扰源上进行分配。如表 所示 第6章 78 干扰 储备 量的 分配 类别干扰来源干扰量信号干扰比 恒定干扰 主振噪声0.000335db 回波干扰0.000335db 越站干扰0.000335db 临近波道干扰0.000130db 总计0.001927db 变动干扰 本站收发干扰0.00130db 本振噪声0.000335db 本站背背干扰0.000140db 本站肩肩干扰0.000140db 临近波道干扰0.000140db 临站间前背同频干扰0.000140db 临站间前背异频干扰0.000140db 临站间肩肩异频干扰0.000140db 其它线路干扰0.00130db 其它干扰0.000931db 总计0.003824db 第6章 79 6.3.8 可用性指标验算 即中断率指标验标验 算，通常分配给给设备设备 故障引起 的中断和传传播引起的中断。例如，本系统统每跳中 断率为为210-5，分配给设备给设备 故障中断率为为0.510- 5，传 传播中断率为为1.510-5。 设备设备 故障中断率要根据每跳的简简化传输传输 模型， 由各个分机或部件的平均可用时间时间 与平均修理时时 间间按可靠性连连接方式进进行估算。 不同频频段的传传播中断率产产生的主要原因可能不 同，对对本系统统11ghz来说说主要由于降雨引起，可 根据有关资资料进进行估算 。 第6章 80 主要内容 1. 假设参考通道与传输质量标准 2. 射频波道的频率配置 3. 系统性能的估算与指标分配 4. 路径效应和大气效应的估计与控制 5. 路由工程设计举例 第6章 81 6.4 路径效应和大气效应的估计与控制 微波通过地面上空间传播要受到两个方面的影响 ： 地面对电波传播：主要表现在绕射效应和地面的 反射效应。绕射效应是在电波有效传播空间的部 分或大部分被地面障碍物阻挡时发生。反射效应 就是部分电波经过地面或地物反射，到达接收天 线，形成了电波的多径传播。这些地面的影响与 路径的几何性质直接相关，这就是路径效应。 大气对电波传播：主要表现在大气对电波的吸收 、散射、折射、反射等，这就是大气效应。 第6章 82 工程设计中，用路径剖面图来描述和控制地面效应 。 由于电波在大气中传播，电波与路径之间相对关系 还与大气的折射状态有关，因此，在分析电波传播 效应时，不可能将大气影响与地面影响分开。但是 ，在考虑地面影响的路径设计中，暂不去考虑大气 中快变化的部分和局部大气状态的细节，而仅考虑 沿路径整个大气的平均折射状态、慢变化成分即k值 变化。所以，路径设计可归结为如何在k值变化情况 下，通过控制地面绕射和反射效应，把系统的工作 性能控制在允许的恶化范围之内。 本节首先讨论路径效应有关的内容，再简单介绍大 气效应有关的内容。 第6章 83 6.4.1 路径的几何表述 电路设计中的路径几何表述，给出了 电波在路径上主要传播行为，反映了 电路设计图上作业的基本内容。 第6章 84 1 k值的变化范围 由于大气折射的影响电磁波沿半径为a的地球上空 的传播，等效为沿半径为ka的无折射地球上空的 传播，其中k即为等效地球半径因子。 实际路径上各个局部的k值虽然均不相同，但在路 由设计中，用路径上平均的k值来近似说明路径上 大气平均折射状态，这样，就符合了收、发天线间 等k值的假定，可直接引用第3章的有关结论。 在路径设计中了解k值范围是很有必要的。k值是 随时间变化的随机变量，一定k值总是相对于一定 时间百分比而言，k值变化范围同样也是在统计意 义上成立的。 第6章 85 折射率梯度统计统计 模型近似为为正态态分布，因此 对对k0，k的中值值出现现概率大，最大值值 k=出现现概率次之，小k值值出现现概率最小。 所以在路径设计设计 中，通常用k作为为一个 自然上界，用出现现概率小的k值值作为为k值值下 界，同时时，给给出k值变值变 化的中值值来表达k值值 的变变化情况。这这些k值选择值选择 同时时也考虑虑了与 3种典型的传传播现现象对应对应 ：k=可对应对应 强反 射现现象；k的中值对应值对应 正常接收状态态；k的 最小值值可对应绕对应绕 射现现象。某路径段上最小 值值k值值用kmin表示。 第6章 86 不同路径k值值的统计规统计规 律不同；因此kmin，k的中 值值均随路径不同而不同。精确地确定这这些值值，必 须须有详细详细 的当地无线线气象资资料而这这往往很难难做 到。所以，路由设计设计 中的k值值范围围，常常是参照 典型气象条件的测试经验结测试经验结 果，结结合具体情况加 以确定的。 k值值的中值值范围围：温带带地区，k4/3；两极地区 k=6/34/3；赤道地区k=4/32/3。 通常，路由设计设计 中均取k4/3作为为k的中值值。 第6章 87 kmin不仅仅与当地气候条件有关，还还与 路径长长度有关。图图3-21给给出了kmin与 路径长长度的关系。经经研究，在地球 上绝绝大部分地区kmin取2/3是适合的 。 所以，路由设计设计 中，通常要核算k 2/3、4/3、3个关键键点的电电波传传播 状态态。 第6章 88 2 路径剖面图 路径剖面图是路由设计的一个有力工具。它不同于 一般的剖面图，它不仅要在图上反映出收、发天线 之间电波与地形、地貌的关系，而且要反映出k值 变化的影响。 路径剖面图有两种类型： 一种是射线为直线，k值变化体现在等效地球凸 起高度变化上； 另一种是认为路径所在的地球表面为平面，k值 变化反映在射线的曲率变化上。 两种剖面图各有长处，下面简要说明第1种剖面图 的制作要点。 第6章 89 剖面图的制作要点 u首先，确定出路径上k的取值值。为为全面反映k值变值变 化 的影响，需要作出对应对应 k2/3、4/3、的3种剖面图图。 不同k值对应值对应 的等效地球凸起高度不同。 u将图绘图绘 制在坐标纸标纸 上，选择选择 横坐标标表示路径的长长度变变 化，比例可选选l cm代表1km或2km，纵纵坐标标反映路径的高 度变变化，比例可选选1cm代表10m或40m等。沿路径所选选的 点应应根据地形情况，对对地形复杂杂的地方多选选一些点，对对 地形变变化平缓缓的地方少选选一些点。 u计计算各点的地面凸起高度将计计算的凸起高度与地图图 上的海拔高度相加，作为该为该 点在剖面图图上的标标高。 u然后，将所有点用光滑曲线连线连 接起来，即构成了路径 剖面图图。在图图上注明一些关键键的地貌特征，如大片树树木 、河流、街区等。把选择选择 的天线线高度标标在路径两端点， 用天线间连线线间连线 表示电电波传传播的路径，将计计算的反射点位 置标标在剖面图图上，并同时标时标 出路径余隙等参数。 第6章 90 路径剖面图的图例 第6章 91 (1) 地球凸起高度 任意k值值的地球凸起高度hb为为 式中，hb为为地球凸起高度(m)；d1、d2分 别为计别为计 算点到路径一端的距离；k为为等效 地球半径因子。 对对以下常用k值值，上式可以简简化如下： 第6章 92 (2)路径余隙 路径余隙是衡量电电路在视视距上是否贯贯通的一个重要参量。路 径上某点路径余隙是指该该点在剖面图图上的标标高点与天线连线线连线 间间距离。路径余隙的计计算公式如下： 式中，hc为为路径上某点余隙(m)；h1，h2为为剖面图图上两天线线 的高度(m)；h1，h2为为收、发发两端的地势势高度(m)；d1，d2为为 该该点到路径两端的距离(km)；d=d1+d2为为站距(km)；hs为该为该 点地形高度(m)。 在计计算余隙时时，还应还应 考虑虑建筑物和树树木的平均高度，对对于孤 立的树树木和小而孤立的建筑物可以忽略其影响。一个障碍物 宽宽度小于第一菲涅耳半径的0.3倍，则认为则认为 属于小建筑。对对于 大的建筑物，其有效高度就是它的实际实际 高度。 第6章 93 (3)反射点位置 当余隙足够大时，电波可能在路径某些 点形成产生反射的条件。这些点常称为 反射点。以下介绍两种典型地形，平面 和球面地形的反射点计算方法。实际中 大多数反射点计算均可归为上述两种类 型。这两种方法均是对入射角等于反射 角的反射方程的求解。 第6章 94 球形地面的反射剖面示意图 第6章 95 对应的反射方程如下 d为为站距(km)；d1，d2为为反射点到路径 两端的距离(km)；h1，h2为为两端天线线 标标高(m)；k为为等效地球半径因子；a 为实际为实际 地球半径。 第6章 96 d1可以通过下面的计算得出： 第6章 97 也可用c和m图解 通过m-c图可查得b， 这样 第6章 98 对平地面，k=，这时 第6章 99 6.4.2 余隙标准与天线高度 电路的工作状态(绕射、正常接收、反射 等)均与路径余隙的取值范围有关。所以 ，控制了余隙范围，就控制了电路的工作 状态。而在给定路径和当地气候条件情况 下，天线高度是控制余隙的唯一手段。因 此在路径设计中，通常的做法找出允许电 路工作状态区域的两端点(或左端点和正 常接收点)的余隙值，构成一组余隙标准 。然后，选择两端天线高度去满足它们。 第6章 100 1余隙与工作点 (1)衰落因子与相对对余隙曲线线 地面对对接收信号的影响，既可引起信号功率起伏 又可引起信号的波形失真。如果仅仅考虑虑地面对对 信号功率的影响，则这则这 种电电平影响可以用相对对 余隙和信号功率衰落因子之间间的关系曲线线来表 达。 衰落因子定义为义为 v=e/e0 取对对数vdb=20lg(e/e0) 式中v为为衰落因子，e为实际为实际 接收场场强，e0为为自 由空间间接收场场强 第6章 101 相对余隙定义为 式中，f0为最小菲涅耳半径 下图给出了v-p关系曲线，它既反映 了绕射区的地面附加损耗，又反映了 在反射区内反射波和直射波干涉引起 的接收电平波动。 第6章 102 障碍的衰落因子与相对余隙的关系曲线 第6章 103 (2)绕射衰落 对p1，电路进入绕射区。单个障碍地形的附加 损耗与地形形状有关，为此引入地形系数。 可以用这样这样 的方法简单简单 求得。图图6-14给给出路径 只有一个最高点的情形，ro表示障碍物在传传播方向 的宽宽度，它的值值可以由图图6-14估算，图图中障碍物 的顶顶点用s表示，直射波束与障碍物中线线之交点为为 c，从s点量取与f0等值值的线线段得到q点，过过q点做 平行于tr的直线线相交于m、n两点，线线段mn的长长 度就是ro值值。=表示刃形障碍，=0表示平坦 地形。 第6章 104 计算地形因子的示意图 第6章 105 对绕对绕 射公式的理论论推导导相当麻烦烦，工程上对绕对绕 射衰落可 用近似计计算方法。 可用下述三种情况加以说说明。 当hch00.557f1时时，r00，v1，或vdb0。 说说明余隙等于最小菲涅耳半径时时，接收场场强等于自由空 间间接收场场强。 当hc0时时，刃形障碍物vdb-6 db；较较大尺寸障碍物 vdb3ghz k4/3，余隙hcf1为为宜； 对对kmin至少余隙不小于0，通常取kmin=2/3，hc0.3f1 k时时，hc1.35f1 第6章 114 (2)障碍路径： 实际路径的余隙可能低于上面建议的数值， 这可能因为余隙条件很难满足，或这样做成 本会很高等特殊情况。当障碍物是孤立刃形 山峰，一般允许电路有轻度的障碍；如果障 碍物是球形表面，这时，在k4/3时，就应 核算地面引入的附加损耗，在性能计算时考 虑它的影响。 第6章 115 对对障碍路径，必须须考虑虑可能会出现现的绕绕射衰落。 尽管在kmin保持了一定余隙数值值，但由于kmin只占 据了0.01时间时间 百分比的工作状态态；而实际实际 可用 率指标标分配给传给传 播中断部分可能远远远远 小于这这个值值 ：例如，当参考链链路为为2500 km路径长长度为为l，对对 应传应传 播不可用指标为标为 0.01l/2500。这这就是说说， 为为了检查绕检查绕 射衰落是否满满足可用率指标标，必须须求 出对应对应 0.0ll2500的k值值。这样这样 小的时间时间 百分 比对应对应 的k值值，可能已使电电路工作点处处于很深衰 落点，使信号电电平低于门门限电电平，电电路处处于长时长时 间间中断。为为了应应付这这种可能出现现的不可用状态态， 要求在kmin、k4/3处处不但要满满足一定余隙要求 ，还应还应 保证证在kmin时时，接收电电平仍高于门门限电电平 若干分贝贝(如510db)。 第6章 116 3 反射路径 控制地面的反射效应是路径设计的一 个重要内容。反射路径是指反射系数 大于0.7的路径，通常指水面、潮湿 、平坦、开阔的地形(大面积沼泽， 旷野，稻田等)所造成的反射。 第6章 117 (1)单单天线线接收 对对反射路径，单单天线线接收只能用于相当短的路 径，如小于20km的跨距，而长长路径通常要选择选择 空 间间分集。如果只能采用单单一天线线接收时时，应应注意 以下事项项。 首先，余隙应满应满 足前述余隙要求，但避免超过过需 要值值，因为为，这这可能引起长时长时 延的反射波。另外 ，尽可能利用地形阻挡挡反射波，这时这时 即使有一些 地面附加损损耗也是可以的。 其次，天线线高度选择应选择应 使k4/3时时接近波瓣内的 最大值值。同时应时应 保证证在k值值范围围(kmin，)内， 不出现过现过 低接收电电平，这这可通过计过计 算相对对余隙p ，查查v-p图进图进 行判断。 第6章 118 反射线被障碍物遮挡 第6章 119 另外，有意选择选择 大尺寸的天线线，利用其良好的 方向性，可以减弱地面反射的影响。利用天线线 方向性克服反射的另一种方法是略微抬高天线线 仰角。虽虽然牺牺牲了部分信号电电平(约约2-4db）， 却换换来了大的反射衰减。 还还有一种方法就是天线线的高低技术术。采用这这 种技术术，即利用天线线的高度差将反射点移至靠 近路径的端点，以减小余隙的变变化范围围，从而 有效地减轻轻反射衰落；同时时，通过调过调 整高度 差，有可能将反射点从高反射系数表面(如湖面 )移至低反射系数表面(如干燥地区)。 第6章 120 (2)空间间分集接收 对对于强反射的长长(大于30km)路径，克服反射衰落的唯 一有效方式是空间间分集。空间间分集时时两天线间线间 最佳垂 直间间距可由下式给给出 式中，s为为两天线间线间 的最佳间间距(m)；d为为站距(km)；f 为为工作频频率(ghz)；ht为为相对对于反射面的发发射天线线高 度(m)。 第6章 121 ht可由下式计计算 式中，h1为为等效发发射天线标线标 高(m)，如图图 6-17所示，h1=h1-hr，h1为实际为实际 大线线的 高度(m)；hr为为反射点地形高度(m)；d1为为 反射点到发发射天线线的距离(m)；k为为等效 地球半径因子(k=4/3)。 第6章 122 有时，s给出间距值可能太小如5m ，无法实现，或不能同时满足抗大气 多径衰落的要求；这时，可以用s的 奇数倍(3，5，7，)值代替。但 应避免选择的间距值接近s的偶数倍 。 第6章 123 分集天线线通常安装在主天线线下方。分集路径的 余隙比主路径余隙要求要松些，一般可以允许许 有一些绕绕射损损耗(如36db)。这对这对 减小地面反 射和低空大气层层的影响均有利。对对刃形障碍物 ，10db附加损损耗对对分集路径也是允许许的，但 这时这时 要保证证分集接收机的衰落储备对储备对 kmin仍有 510db余量。 空间分集不仅是一种有效克服地面反射的方法 ，也是一种有效克服大气多径衰落的方法，设 计空间分集时，应同时兼顾这两者的要求。 第6章 124 6.4.3大气效应的估计和控制 大气效应通过吸收、散射、折射、 反射等多种机理影响电波的传播。 在前面的路径设计中，我们考虑了 由于大气平均折射率变化(即k值变 化)对电波射线平均曲率的影响。而 大气中还有许多瞬时和不规则变化 等因素对传播的影响。 第6章 125 数字通信系统在同步结构未被破坏时， 系统性能的各种恶化均反映在接收码流 的误码率上。衰落现象对误码率的影响 ，从设备角度看，是设备对接收信号(幅 度、频率)恶化的忍受能力，也就是说设 备要有一定的衰落储备。 衰落储备f，它等于正常接收电平和门 限接收电平(和门限误码率相对应的接收 电平)分贝数之差。 第6章 126 衰落储备的计算方法： 一条路径的平衰落储备可由下式给出 式中，f为为衰落储备储备 (db)；pt为发为发 射功率 (dbm)；lh0为为无衰落时时路径损损耗(含分支损损 耗)(db)；prth此为为接收机门门限接收电电平 (dbm),x为为允许许的干扰恶扰恶 化量(db)。 第6章 127 无衰落时时的路径损损耗如下： lh0= l0+ lad+ lbr+ lfr+ lft- gt- gr 式中，lh0为为无衰落路径损损耗(db)点;l0为为自由空间损间损 耗(db) ；lad为为地面附加损损耗(db); lbr为为天线线分支损损耗(db)；lfr、 lft为馈线损为馈线损 耗(db)；gt、 gr为为收发发天线线增益(db)： 自由空间损间损 耗可由下式计计算 l0 =92.5 + 20lgd + 20lgf 附加地面损损耗可根据地形形状按前面的方法，查图查图 v-p图图得 到。 天线线分支损损耗与系统统构成(备备份方式，波道数等)有关，由生 产产厂家给给出。 第6章 128 主要内容 1. 假设参考通道与传输质量标准 2. 射频波道的频率配置 3. 系统性能的估算与指标分配 4. 路径效应和大气效应的估计与控制 5. 路由工程设计举例 第6章 129 6.5.1 路由设计概述 路由工程选择方针：目前与长远相结 合；国家规划与本地需要相结合；经 济合理。 微波干线路由一般不经过大城市，也 不在厂矿及交通要塞附近设站，在需 要下话路或电视节目的大城市，可在 郊外由分路站用“t”形转接方式进城 。 第6章 130 1 路由选择和技术要求 （1）根据微波视距通信的要求，两站 间的距离必须在视线范围内。由于地面 对电波传播的影响，线路还应尽量避免 跨越水面或平坦的开阔地面，以防强反 射造成的深衰落，所以路由尽量选择起 伏不平的断面，并充分利用地形条件。 如果线路上不可避免的要经过强反射区 域，应利用高低天线方式，使反射