毕业设计（论文）-单相Buck型ACAC变换器设计与仿真.doc

单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 1 - 【摘摘 要要】 ac/ac 变换器是一种将交流电转化成另一种交流电的装置，它可以改变输出 交流电的幅值，从而达到不同负载的供电需求。在工业领域一直受到人们的广泛关 注，随着近年来电力电子技术的发展，根据 dc/dc 变换器拓扑来实现直接 ac/ac 变换成为研究热点。 本文主要研究了以 buck 电路为基础的一种新的单相 ac/ac 变换器，分析了该 电路的工作原理与拓扑结构，进而对电路的总体结构参数提出了相应的设计规则； 研究了电压单闭环瞬时值控制方案，该方案对电源和负载扰动均具有很强的抵制能 力和良好的动态特性；在理论分析的基础上建立了整个 ac/ac 变换器的 matlab 仿 真模型，仿真结果表明，单相 buck 型 ac/ac 变换器结构简单，容易实现，输出电 压波形良好，精确度高。 关键词关键词：ac/ac 变换器；buck 型；电压单闭环瞬时值控制；参数设计 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 2 - 【abstract】 ac/ac converter is a kind of device to transform one type of ac to another. with changing the amplitude of the ac, power can be supplied to alternating load. as an important part of power electronics, it has been paid much attention to. the research of direct ac/ac converters derived from dc-dc topologies is a hotspot in recent years. the thesis presents a single phase ac/ac converters based on buck-type dc-dc topologies. firstly, the operating principles of the converter is analyzed in detail and the rules of parameters design are educed; secondly, the single-voltage-loop instantaneous control scheme is researched and has excellent performances on resisting the fluctuations of the power supply and load. finally， the whole ac/ac converter simulation model is established with matlab/simulink. the simulation result indicates that buck-type single- phase ac/ac converter is simple and easy to realize. the output voltage has good performance and high precision. key words: ac/ac converter; buck type; single voltage loop instantaneous control; parameters design 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 3 - 目录目录 绪论绪论.1 1.1 本文研究的背景意义1 1.2 直接 ac/ac 变换器的发展及研究现状 .1 1.2.1 可控硅相控变频器.1 1.2.2 具有谐振交流环节的 ac/ac 变换器.2 1.2.3 矩阵变换器.2 1.2.4 基于 dc/dc 拓扑的直接 ac/ac 变换器.2 1.3 基于简单拓扑的单相直接 ac/ac 变换器拓扑 .5 1.4 本文的主要内容6 2 单相单相 buck 型型 ac/ac 变换器电路设计变换器电路设计.7 2.1 单相 buck型 ac/ac 变换器工作原理 7 2.2 单相 buck型 ac/ac 变换器工作模态 9 2.3 单相 buck型 ac/ac 变换器参数设计.12 2.3.1 开关频率的选择.12 2.3.2 输出滤波器设计.12 2.4 单相 buck型 ac/ac 变换器缓冲电路设计.14 2.4.1 rcd 缓冲电路工作模态15 2.4.2 rcd 缓冲电路参数设计原则17 2.5 结论20 3 单相单相 buck 型型 ac/ac 变换器控制策略变换器控制策略.21 3.1 单相 buck型 ac/ac 变换器数学模型 21 3.2 电压单闭环瞬时值 pid 控制.24 3.3 模拟控制器设计25 3.4 数字控制器设计27 3.3 结论29 4 单相单相 buck 型型 ac/ac 变换器仿真验证变换器仿真验证.31 4.1 仿真模型原理32 4.2 不同负载条件下的仿真与分析32 4.2.1 四象限工作的仿真与分析.32 3.3.2 输出电压过零畸变分析.34 4.3 参考值跟踪能力仿真分析35 空 一行 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 4 - 4.4 抗负载扰动能力仿真分析37 4.4 结论38 5 总结总结.39 5.1 结论39 5.2 展望40 致谢致谢.41 参考文献参考文献.42 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 1 - 绪论 1.1 本文研究的背景意义 在电力电子变换技术中，电磁变压器一直在实现交流电压变换中起着举足轻重 的作用，广泛应用于船舶、航天、工业和生活中,主要实现电压变换与电气隔离等 功能。但电磁变压器（尤其是低频电磁变压器）体积大、重量大、噪音大、无稳压 功能、对非线性负载(如典型的二极管整流、电容滤波电路)供电时谐波污染电网现 象无法抑制,日益无法满足电气设备体积小、重量轻的发展趋势。随着功率半导体 技术的迅猛发展，功率变换技术已被广泛应用于交流电压的变换，甚至在某些场合 可以完全取代电磁变压器实现电压变换的功能。而 ac/ac 变换器就是功率变换技 术近年来发展的一个典型实例，ac/ac 变换器是应用功率半导体器件，将某一频 率和幅值的交流电能转换成同一或另一频率和幅值的交流电能的一种变流装置1。 按照中间有无直流变换环节，ac/ac 变换器可分为直接 ac/ac 变换器（ac- ac）和间接 ac/ac 变换器（ac-dc-ac）两大类，其中直接 ac/ac 功率变换器 结构简单、功率器件少、控制策略简单，成为目前 ac/ac 变换器研究的一个重要 方向。 1.2 直接 ac/ac 变换器的发展及研究现状 直接 ac/ac 变换器主要可分为可控硅相控变频器、具有谐振交流环节的 ac/ac 变换器、矩阵变换器和基于 dc/dc 拓扑的直接 ac/ac 变换器等几类，其 中最后一种类型变换器的近年来得到了研究人员的广泛重视。 1.2.1 可控硅相控变频器 图 1-1 所示为可控硅相控变频器拓扑，利用两套可控整流器并联后向负载供电， 从而实现输出电压大小和极性都可以改变2。通过合理的控制正组和反组可控整流 器的切换频率，就可以实现输出电压交变，达到 ac/ac 变换的目的。 o u 正 组 反 组 图 1-1 交/交变频器电路结构 缺点是：可控硅相控变频器的功率因数较低；输出电压频率受电网频率的限制； 响应速度慢并且需要较大的滤波器，体积和重量比较大。 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 2 - 1.2.2 具有谐振交流环节的 ac/ac 变换器 图 1-2 所示为具有谐振交流环节的 ac/ac 变换器拓扑，该变换器通过两级功 率变换，能量可以双向流动，通过串联谐振电路可以实现功率器件的软开关。 三相 交流 负载 三相 交流 电源 图 1-2 具有谐振交流环节的 ac/ac 变换器拓扑 缺点是：电路结构复杂，功率器件多，控制比较复杂。 1.2.3 矩阵变换器 图 1-3 所示为矩阵变换器拓扑，s11s33为双向功率开关，该变换器首先需要检 测三相输入电压，然后根据所需要的输出电压生成驱动脉冲，去控制各个开关管， 从而可以将任意频率/电压的多相交流电转换成另一种交流电，输出电压谐波小、 功率因数高、双向功率流、无中间储能环节3-5。 a u b u c u 11 s 12 s 13 s 21 s 22 s 23 s 31 s 32 s 33 s r r r 图 1-3 三相输入/三相输出矩阵变换器主电路 缺点是：电压传输比小，电路结构复杂，功率器件多且对保护有较高要求，控 制比较复杂。 1.2.4 基于 dc/dc 拓扑的直接 ac/ac 变换器 近年来使用双向开关来代替 dc/dc 变换器拓扑中的功率开关，来实现直接 ac/ac 变换成为研究热点。从原理上来讲，只要实现功率开关的双向化，同时施 以适当的控制方案，任何 dc/dc 变换器都可以实现 ac/ac 变换，下面介绍几种近 年来研究比较成熟的拓扑。 1） buck 型交流斩波器 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 3 - 图 1-4 所示分别为单相与三相 buck 型交流斩波器拓扑，将 dc/dc 拓扑结构中 的开关采用两管组合方式的双向开关代替，就实现了功率双向流动，该类型的变换 器广泛地应用于工业加热、灯光控制、感应电动机的软启动等领域。 l zf c f l1 s 2 s 3 s 4 s （a）单相拓扑 f l 1 s 2 s 4 s 6 s 3 s 5 s f l f l f c f c f c l z l z l z （b）三相拓扑 图 1-4 交流斩波器拓扑 缺点是：控制比较复杂；由于死区的存在，开关管之间切换时会引起较大的电 压尖峰，降低了变换效率和可靠性。 2） 低频交流环节 ac/ac 变换器 图 1-5 所示为低频交流环节 ac/ac 变换器拓扑，图（a）为半桥式，图（b） 为推挽式，其实质是具有低频电气隔离的交流斩波器。该类变换器具有网侧功率因 数高、低频电气隔离等特点。 l zf c f l 1 s 2 s 3 s t （a）半桥式 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 4 - l zf c f l 1 s 3 s t 2 s 4 s （b）推挽式 图 1-5 低频环节 ac/ac 变换器拓扑 缺点是：变压器体积重量大、功率密度低、音频噪音大。 3） 高频交流环节 ac/ac 变换器 该变换器包括基于正激变换器的电压源型和基于反激变换器的电流源型两类拓 扑，该类变换器实质是具有高频电气隔离的交流斩波器，能够将一种不稳定的劣质 交流电变换成另一种稳定或可调的优质同频交流电，具有变换效率高、功率密度高、 负载适应能力强等优点。 图 1-6 所示为电压源型高频交流环节 ac/ac 变换器拓扑，图（a）为单正激式， 图（b）全桥桥式。图 1-7 所示为电流源型高频交流环节 ac/ac 变换器拓扑，图 （a）为半桥式，图（b）全桥桥式。 l zf c f l 4 s c l 1 s 1 n3 s 2 s t 2 n 1 n （a）单正激式 l z c l 1 s 1 n 2 s t 2 n 1 s 2 s 1 s 2 s 1 s 2 s f c f l （b）全桥式 图 1-6 电压源高频交流环节 ac/ac 变换器 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 5 - l z l 2 c 1 n 1 c t 2 n 2 s 1 s f c 3 s 4 s （a）半桥式 l z c l 3 s 1 n 1 s t 2 n 4 s 2 s f c 5 s 6 s （b）全桥式 图 1-7 电流源高频交流环节 ac/ac 变换器 缺点是：比较适用于单相电路，三相电路需要由三个单相电路组合实现，开关 管数目多，电路结构及控制比较复杂。 1.3 基于简单拓扑的单相直接 ac/ac 变换器拓扑 直接 ac/ac 变换器有着极高的研究价值和广泛的应用前景，其中基于 dc/dc 拓扑的直接 ac/ac 变换器具有以下优点： （1）输出电压谐波含量低，滤波器体积小，输出电压波形质量高； （2）由于功率双向流动，可实现直接 ac/ac 四象限变换； （3）由于没有中间环节，动态响应速度快，能实现快速的动态调节能力； （4）由于没有中间环节，是直接的 ac/ac 变换，因而能达到较高的变换效率； （5）网侧电流波形正弦度好，网侧功率因数与负载功率因数相同。 因此，基于 dc/dc 拓扑的直接 ac/ac 变换器成为电力电子研究的前沿课题， 目前如何进一步实现电路结构的简单化、控制的简便化成为研究热点。 目前受功率开关器件发展水平的限制，基于 dc/dc 拓扑的直接 ac/ac 变换器 均采用由两个或多个单体功率管构成的组合式双向开关，其组合方式包括串接组合 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 6 - 式或并接组合式，如图 1-8（a） 、 （b）所示。 （a）串接组合式双向开关 （b）并接组合式双向开关 图 1-8 组合式双向开关 前面 1.2.4 节介绍的几种基于 dc/dc 拓扑的直接 ac/ac 变换器，都采用了图 1-8（a）或（b）所示的多管组合式双向开关来实现功率的双向化，因此这几种变 换器都具有功率开关管多、控制复杂等缺点。 图 1-9 单有源四象限开关 图 1-9 所示为单有源四象限开关，采用单个功率管和整流桥组合的方式，是一 种结构更为简单的双向开关，它能够实现双向功率流，而且无论电流方向如何，都 从功率管单向流过，采用这种双向开关的直接 ac/ac 变换器，电流过零时可自然 换流，对开关 pwm 控制时不受电压和电流极性的制约，从而使控制得到很大程度 上的简化。 因此，采用单有源四象限开关构成的简单拓扑 ac/ac 变换器，相对采用双管 组合式双向开关的 ac/ac 变换器，结构更为简单，控制更为简便，能够实现更为 优良的波形变换。基于此，本文以 dc/dc 变换器拓扑为基础，对采用单有源四象 限开关的单相 buck 型 ac/ac 变换器进行研究，该变换器仅使用两个功率开关管， 电路结构简单，控制方便，可实现小型化。 1.4 本文的主要内容 论文以基于 buck 型 dc/dc 变换器拓扑的单相直接 ac/ac 变换器为研究对象， 分析了单相 buck 型 ac/ac 变换器的工作原理、电路关键参数设计准则；研究了单 相 buck 型 ac/ac 变换器电压单闭环瞬时值控制方案；建立了单相 buck 型 ac/ac 变换器的全系统 matlab 仿真模型，对其变换原理、参数设计准则、进行了仿真分 析；总结了全文的主要工作和展望了下一步的研究方向。 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 7 - 2 单相 buck 型 ac/ac 变换器电路设计 本章对单相 buck 型 ac/ac 变换器工作原理、工作模态、电路参数设计等方面 进行了深入研究和全面的分析。 2.1 单相 buck 型 ac/ac 变换器工作原理 图 2-1 所示为单相 buck 型 ac/ac 变换器主电路拓扑，它是由采用虚线框内所 示的单有源四象限开关 s1、s2取代 buck 型 dc/dc 变换器中的单向开关和续流二 极管后演化而来6。 l zf c f l 1 s 2 s in uo u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d 5 d 6 d 7 d 8 d 图 2-1 单相 buck 型 ac/ac 变换器主电路拓扑 l z 1 s 2 s in u o u 图 2-2 单相 buck 型 ac/ac 变换器等效电路 单相 buck 型 ac/ac 变换器等效电路如图 2-2 所示，s1、s2均为四象限开关， 且工作于互补开关状态。设 uin为输入电压，uo为输出电压，fs为开关频率，开关周 期 ts=1/fs，s1的占空比为 d（00，ilf0；uin0，ilf0 四种不同阶段，下面分别进 行分析，图中箭头表示电压、电流的实际方向，实线表示电流流经的路线，虚线表 示电流未经过的路线。 1）：uin0，ilf0 阶段 该阶段电路两种开关模态如图 2-4 所示，图（a）所示为开关管 s1开通、s2关 断阶段，此时输入电压 uin通过 d1-s1-d4-lf的路径给电容 cf和负载 zl供电。图 （b）所示为开关管 s1关断、s2开通阶段，此时电感电流 ilf通过 d8-s2-d5-cf/zl续 流，lf和 cf共同向负载供电。 l zf c f l 1 s 2 s in uo u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d 5 d 6 d 7 d 8 d （a）s1导通、s2关断 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 10 - l zf c f l 1 s 2 s in uo u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d 5 d 6 d 7 d 8 d （b）s1关断、s2导通 图 2-4 uin0，ilf0 阶段工作模态 2）：uin0，ilf0，ilf0 阶段 该阶段电路两种开关模态如图 2-7 所示，图（a）所示为开关管 s1开通、s2关 断阶段，此时输入电压 uin通过 lf-d3-s1-d2的路径给电容 cf和负载 zl供电。图 （b）所示为开关管 s1关断、s2开通阶段，此时电感电流 ilf通过 d8-s2-d5-cf/zl续 流，lf和 cf共同向负载供电。 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 12 - l zf c f l 1 s 2 s in uo u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d 5 d 6 d 7 d 8 d （a）s1导通、s2关断 l zf c f l 1 s 2 s in uo u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d 5 d 6 d 7 d 8 d （b）s1关断、s2导通 图 2-7 uin0 阶段工作模态 2.3 单相 buck 型 ac/ac 变换器参数设计 2.3.1 开关频率的选择 由单相 buck 型 ac/ac 变换器工作原理分析可知，输出电压以为2sin()dut 基波，谐波分布在角频率整数倍两侧处。理论上开关频率越高，输出波形越 s 好，输出滤波器的体积也越小，有利于设备的小型化。但是有三个主要原因制约着 开关频率的提高。首先，现代电力电子器件的开关频率显然是有限的，过高频率的 开关器件的需要后续的研发。其次，随着开关频率的提高，整个电路仅在开关上的 成本就显然会飞涨。再次，随着开关频率的提高，电路在开关关断导通功率损耗上 也上涨很快。由于输出电压基波频率停留在 50hz 这一较低频率，所以这里综合考 虑选取 50khz 是比较合理的选择。 2.3.2 输出滤波器设计 设置输出滤波器的目的在于将变换器输出的电压中的高频杂波去除，最好仅把 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 13 - 电路的基波保留。所以一般在设计方面要遵循以下准则。首先，滤波器要具备合理 的输出截止频率，以达到较好的衰减谐波的效果。其次，为了抑制功率管电路流峰 值，要能够将电感电流的纹波系数控制在合理的范围内。再次，滤波电感基波压降 小。同时要能够将输出电压 thd 或单次谐波含量降低到要求的范围之内。 1）滤波电感的设计 由单相 buck 型 ac/ac 变换器原理分析可知，其输出滤波器的设计可以按照类 似 buck 型 dc/dc 变换器的方法进行设计，设变换器输入电压，则输2sin()ut 出电压为，如果开关频率足够大，在一个（或相邻几个）开关周期内2sin()dut 输入电压 uin、输出电压 uo、负载电流 io可被视为直流，分别标记为、此 in u o u o i 时电感电流波形可由图 2-8 表示。 i o i t fl i 图 2-8 电感电流波形 则在一个开关周期里，s1关断、s2开通的续流期间，有电量关系： (2-9) f fo s (1) l i lu d t 其中，这里为电感电流的纹波系数，为了减小流过功率开关管的 fol ii 电流尖峰，一般取。式(2-9)对于任意开关周期均成立，结合图 2-8 所示的15% 关系，由变换器在各开关周期工作状态的一般性，可得到在整个工频周期的关系式： (2-10) f fo s (1) l i lu d t 其中。 fol ii 设输出额定功率为，则： o p (2-11) o o l ooo u i z pu i 联立（2-10）和（2-11）可得： 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 14 - (2-12) 2 o f os (1) 2 ud l p f 式（2-12）即为滤波电感的最小值。 2）滤波电容的设计 类似于滤波电感的设计，滤波电容的设计同样由任意单个开关周期的电量关系 推广到整个工频周期。 由图 2-8 所示的关系可知，当时，充电，输出电压升高； fo 2sin() l iit f c o u 当时，放电，输出电压降低，即当滤波电容为有限值时， fo 2sin() l iit f c o u f c 其上有周期性纹波电压，在一个开关周期内，当时，充电，设充电 o u fol ii f c 量为，输出电压由上升至；当时，放电，设放电量为q oo uu oo uu fol ii f c ，输出电压由下降至；在一个周期输出电压的平均值为，则q oo uu oo uu o u 有电量关系 (2-13) o f 2 q u c 其中，为输出电压纹波系数。 oo uu 在一个开关周期里，的充（放）电电荷为 f c (2-14) sf 1 222 l ti q 则由式（2-11）至（2-14）联立可得： (2-15) f 2 fs 1 16 d c l f 式（2-15）即为滤波电容的最小值。 考虑输出滤波器的截止频率应该合理设置，一般取在距基波和最低次谐波频 c f 率均在 10 倍以上，即输出滤波器的截止频率 (2-16) ocs ff 11 10 102 fff l c 由式(2-15)、(2-16)可选择合适的滤波电容的值。 f c 2.4 单相 buck 型 ac/ac 变换器缓冲电路设计 由于单相 buck 型 ac/ac 变换器功率开关 s1和 s2处于互补工作状态，所以实 际电路中，s1和 s2必须遵循以下原则： （1）任意时刻两个开关不能同时开路，必须有一个开关处于导通状态，否则电 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 15 - 感电流没有续流回路，会引起过电压而损坏器件； （2）任意时刻两个开关不能同时导通，否则将造成对输入电源短路，引起过大 电流而损坏器件。 所以在实际电路中设置了死区时间来 s1和 s2的同时导通。由于死区时间内 s1 和 s2均关断，为了给滤波电感和感性负载提供续流回路，则需要引入续流元件， 即死区时间由续流元件、输出滤波电感以及负载构成能量回路。由于主电路要求引 入的续流元件本身无损耗，所以本文提出 rcd 缓冲电路的解决方案。 2.4.1 rcd 缓冲电路工作模态 图 2-9 所示为采用 rcd 缓冲电路的单相 buck 型 ac/ac 变换器主电路。 l zf c f l 1 s in u o u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d s1 c s1 d s1 r 2 s 6 d 5 d 8 d 7 d s2 c s2 d s2 r 图 2-9 带 rcd 缓冲电路单相 buck 型 ac/ac 变换器主电路 当进入稳态后，电路在一个开关周期里有四种工作模态，图 2-10（a）-（d）是 当电感电流为正（图 2-9 示方向）时各电路工作模态和等效电路，图 2-11 为工作波 形。 l zf c f l 1 s in u o u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d s1 c s1 d s1 r 2 s 6 d 5 d 8 d 7 d s2 c s2 d s2 r （a）s1导通、s2关断 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 16 - l zf c f l 1 s in u o u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d s1 c s1 d s1 r 2 s 6 d 5 d 8 d 7 d s2 c s2 d s2 r a b （b）s1关断、s2关断 l zf c f l 1 s in u o u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d s1 c s1 d s1 r 2 s 6 d 5 d 8 d 7 d s2 c s2 d s2 r a b （c）s1关断、s2导通 l zf c f l 1 s in u o u fl i 1 d 2 d 3 d 4 d s1 c s1 d s1 r 2 s 6 d 5 d 8 d 7 d s2 c s2 d s2 r a b c d （d）s1关断、s2关断 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 17 - 图 2-10 带 rcd 缓冲电路单相 buck 型 ac/ac 变换器工作模态等效电路 模态 1（s1导通、s2关断）：s1导通，流过 s1的电感电流 ilf线性增加，电感 lf储能；电容 cs1通过 cs1-s1-rs1构成的放电回路放电，电压由 ucs1降至 0，其中电 容 cs2的电压在 s1导通之初的时间里 ucs2迅速充电至 uin，其后将不再流过电流， 电压保持 ucs2=ui至本模态末； 模态 2（s1关断、s2关断）：电感电流 ilf转为 lf-cf/zl-uin-d1-cs1-ds1-d4路径流 过，由 cs1、ds1代替 s1构成能量回路，cs1被充电，其电压由初值 0 逐渐上升，在 此过程 a、b 两点间电压 uab=uin- ucs1 ucs1=uin，s1所并整流桥将被导通，cs1被继 续充电，电压由初始值 ucs1=uin上升至 ucs1=uin+ ucs2，至下一时刻 s1导通，电路进 入下一个开关周期。 当电感电流为负时，电路同样可分为与上述类似的四种工作模态。 通过上述对 rcd 缓冲电路的原理和工作模态分析可知，该方案能够解决单相 buck 型 ac/ac 变换器的换流问题，而且由于可以采用固定死区时间，不会额外增 加控制电路的难度，因此可以认为，采用 rcd 缓冲电路解决单相 buck 型 ac/ac 变换器死区时间的换流问题，是完全可行的。 2.4.2 rcd 缓冲电路参数设计原则 单相 buck 型 ac/ac 变换器加 rcd 缓冲电路后，将给主电路带来一些重要影 响，其一是对功率开关应力的影响，附加换流电路参数的设置，将直接影响到功率 管电流应力和电压应力的大小；另一方面，附加换流电路会带来附加损耗，影响变 换器的效率，而附加损耗的大小，也与附加换流电路的参数设置相关。所以，附加 换流电路的 rcd 参数设置至关重要。但是，rcd 参数的设计十分复杂，很难由具 体的计算公式得到，其设计可以按以下原则，并结合仿真研究进行优化确定： （1）确保换流电容的完全放电 rcd 缓冲电路的实质是靠附加电容 cs2/cs2在死区时间代替功率开关 s1/s2续流， 为了避免 cs2/cs2上的电量累积导致其失去续流作用，必须保证每个开关周期在 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 18 - s1/s2导通期间将 s1/s2上储存的电量完全释放，则必须使放电常数（这里 ss r c 为了便于计算，忽略了功率开关管开通瞬态的导通电阻）小于 s1/s2的最小导通时 间，即，其中，是实际闭环电路中的允许的最小占空 on(min) t on(min)mins tdt min d 比。考虑线路电阻和安全裕量，可取： (2-17) sson(min) 11 52 r ct （2）确保开关应力不能过大 附加换流电路的加入，会引起功率开关应力的变化，具体分析如下： a、电压应力 由前面的模态分析可知，加入 rcd 缓冲电路后，由模态 4 的电量关系，开关 s1、s2所承受的关断电压为 ucs1、ucs2。由于此模态是在死区时间内进行，相对于 开关周期 ts时间极短，电感电流大小的变化甚微，可认为近似不变，所以可将电 感等效为一个电流源 il，其等效电路如图 2-11 所示。 in u l i cs1 u cs1 i cs2 i cs2 u 图 2-11 等效电路 对于图 2-11 的电路，由前面模态 4 的分析可知电容 cs1、cs2的电压初始值分别 为 ucs1=uin，ucs2=0。设流过电容 cs1、cs2的电流分别为 ics1、ics2，则可得如下电 量关系方程： (2-18) incs2cs1 cs1incs1 0 s1 cs2cs2 0 s2 cs1cs2 ( )( )( )0 1 ( )( )( )d 1 ( )( )d t t l ututut ututitt c utitt c iii 解方程(2-18)得： (2-19) cs1in s1s2 cs2 s1s2 l l i t uu cc i t u cc 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 19 - 考虑到两个换流电路的对称性，可取，则由(2-19)可得 s1s2s ccc (2-20) cs1in s cs2 s 2 2 l l i t uu c i t u c 式中(2-20)，若 ucs2uin，则下一时刻 s1导通后 cs2将因所在整流桥无法导通而无 电流流过，ucs2被保持，即 cs2上电压最大值不可能小于 uin。为了使 cs2上电压最 大值被限定在 uin（这里限制的目的不仅仅是为了限制功率 s2的电压应力，更重要 的是与减小附加损耗有关，具体将在后面分析到） ，则应使 ucs245，幅值裕度6db； （2）校正后系统开环传递函数具有较高的低频段增益，以保证系统稳压精度； （3）应使校正后系统开环传递函数具有较高的截止频率，以保证系统具有较 好的动态性能； （4）应尽量使校正后系统开环传递函数幅频特性曲线以斜率 20db 交越。 3.2 电压单闭环瞬时值 pid 控制 在实际工程应用中，pid 控制器是迄今为止最通用的控制器，从航天飞机，卫 星控制到简单的工业过程，pid 控制器被广泛应用于过程控制和运动控制中8。 1907 年，c.j.tagliabue company 安装第一台气动比例(p，proportion)控制器，用于 控制牛奶巴氏消毒器的温度。foxboro instrument company 在 1922 年获得了一项气 动控制系统的专利，专利涉及到温度的控制和测量。从功能的描述中，应该是比例 控制器。leeds & northrop company 的创建者 morris e leeds 在 1920 获得一项自动 控制器专利，该控制器的独特之处在于考虑了误差和误差的变化率，在此基础上， 1929 年，该公司生产出气动比例积分(pi，proportion integral)控制器。当时的研究 者也致力于气动放大器的研究，气动放大器的放大倍数的提高，能够减少误差。 微分控制器(differentiator)的发明来源于 taylor instrument company 在人造丝 (rayon)生产过程中的温度控制器设计。生产过程要求温度保持不变，但绒毛形状的 纤维素不导热，使得热交换的时间延长，采用 pi 控制器的系统处于不停的震荡中。 taylor instrument company 的工程师 ralph clarridge 观察发现，通过约束控制器中 比例作用的线性反馈，可以使得当给定值有一个突然的变化，系统有很大的输出响 应。这个控制器有预测误差信号变化的能力。1935 年，微分控制器运用于生产过 程的控制中。 1939 年，taylor instrument company 和 foxboro instrument company 制造出完 全具有 pid 控制功能的气动控制器。pid 控制应该被称之为智能控制，因为它是基 于生产操作人员的控制经验。发明者通过观察认为，控制器应该像一个熟练的操作 者那样去控制，减少直至消除系统中出现的误差。同时轮船和飞机的自动驾驶仪也 是基于同样的原理进行设计。 在当时 pid 控制面临的有三个主要问题：（1）寻找简单一种方法，能够计算 pid 调节器的三个调节参数；（2）判断生产过程是否可控；（3）pid 控制器的操 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 25 - 作不依赖于复杂易损的机械元件。 现代控制理论飞速发展，取得了一系列引人注目的成果。但在工程应用上并没 有取得期望的进展。控制对象向多变量、高阶、多输入多输出的延伸，给控制工程 提出一系列的难题。理论的成果，需要有大量的工程应用来验证，同时大量的工程 问题需要理论来指导。理论的发展和工程的应用之间必需有一个结合点。目前世界 在用的闭环控制系统中超过 80%都包含有 pid（或者 pi）控制回路图。pid 控制器 的工程可实现性和控制工程界的广泛应用，应该是理论和工程应用之间的一个最佳 结合点。 3.3 模拟控制器设计 考虑到 pd 控制或 pi 控制都难以满足 3.1 节所述补偿要求，可以采用 pid 控制， pid 控制集合了 pd 控制和 pi 控制的优点，低频段时增大低频增益，实现输出电压 低频分量的精确调节；高频段时改善相位裕量，提高系统的稳定性。和 pi 控制相 比，pid 控制除了同样具有提高系统稳定性的优点外，还在提高系统动态性能方面 具有更大的优越性，所以采用 pid 控制可望获得更好的控制效果。针对式(3-7)所示 的开环系统，加入 pid 控制后系统如图 3-3 所示。 ( )g s ref o u o u o( ) g s 图 3-3 采用 pid 控制系统框图 假设 pid 控制器为： (3-8) i pd ( ) k g sksk s 则加入 pid 控制后系统开环传递函数为： (3-9) op2 odoi o 32 f ff ( )( ) l u k u ku k ss ddd g s g s l l c sss r 从而得到闭环系统特征方程为： (3-10) op32 odoi fffffffff 11 l u k u ku k sss r cdl cdl cl cdl c 控制理论中指出：在控制工程实践中，高阶系统的增益常常调整到使系统具有 一对闭环共轭主导极点。这时，可以用二阶系统的动态性能指标来估算高阶系统的 动态性能。对于这样的三阶系统，为了得到所需要的动态性能和稳态性能，我们的 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 26 - 处理方法是：将其中两个极点配置为一对共轭极点，另外两个极点配置在距虚轴很 远的地方。闭环系统的动态响应性能，稳定性主要由闭环极点在 s 平面的分布位置 决定，对于一个高阶（高于二阶）系统，其动态特性主要由闭环主导极点决定。如 果根据控制系统动态性能指标确定了闭环系统主导极点希望位于 ，其中、分别为希望的阻尼比和自然频率，那么闭环 2 1,2 j1 rrrr s r r 非主导极点，可以选取。其中是正常数，的值越大，则由、 3rr sm mm 1 s 、三个极点确定的三阶系统响应特性就越接近由闭环主导极点决定的二阶系统， 2 s 3 s 一般取 510。m 由希望的闭环极点确定的特征方程： (3-11) 123 32 1231 21 32 31 2 3 32 123 ()()() ()() sss ssss ss ss ss s s 对比式(3-10)、(3-11)可以得到： (3-11) ff2 p o ff3 i o ffl1f d ol dl cd k u dl c k u dl c rdl k u r 在此选为，取，这里取，因而所设定的希望的极 0.707 r 2000rad/s r 5m 点为： 1,2 1414.0j1414.4s 3 7070s 利用式(3-11)可求得连续系统控制器参数为： (3-12) p i d 0.002 7.7 0.0065 k k k 代入式(3-9)可得加入 pid 控制后系统的开环传递函数为： (3-13) op2 odoi ffffff o 32 fff 72610 327 ( )( ) 11 2.39 10+ 7.33 10 2.82 10 826.451.67 10 l u k u ku k ss dl cdl cdl c g s g s sss r cl c ss sss 画出式（3-13）幅频特性如图 3-4 所示，开环系统具有较高的截止频率，相角 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 27 - 裕度45，幅值裕度6db，满足系统稳定性要求，同时保证了较大的系统带宽，使 系统具有较好的动态性能，低频增益增大，提高了系统的稳压精度，整个设计符合 补偿要求。 -20 0 20 40 60 80 100 magnitude (db) 10 0 10 1 10 2 10 3 10 4 10 5 -90 -45 0 45 90 phase (deg) bode diagram frequency (rad/sec) 图 3-4 加入 pid 控制后开环系统波特图 -30 -20 -10 0 10 magnitude (db) 10 1 10 2 10 3 10 4 10 5 10 6 10 7 10 8 10 9 -90 -45 0 45 phase (deg) bode diagram frequency (rad/sec) 图 3-5 加入 pid 控制后闭环系统波特图 图 3-5 为加入 pid 控制后闭环系统的输出输入频率响应特性图，可以看出，闭 环系统的低频增益为 1，50hz 时几乎无相角的滞后，可以实现输出完全跟踪输入， 且无谐振峰。同时闭环系统 bode 图向我们展示了系统带宽。带宽是频率域中的一 项重要指标。带宽大的系统，一方面重现输入信号的能力强；另一方面，抑制输入 端高频噪声的能力就弱。同时，闭环带宽越大，系统响应越快。由于开关器件动作 带来的高频噪声都位于开关频率附近，只要带宽不包含开关频率，高频噪声就可以 被很好的衰减。我们可以看到闭环系统选择了较大的带宽。因而，闭环系统相对未 进行控制的开环逆变器系统而言，系统的性能有了很大的改善。 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 28 - 3.4 数字控制器设计 传统的控制器多采用模拟控制，但随着大规模集成电路技术的发展，微处理器 的性能飞速提高，成本价格不断下降，使得逆变器全数字化控制的应用日益增多， 模拟控制被数字控制取代的趋势越来越明显9-10。 模拟电路需要数量众多的运算放大器、比较器、三极管等模拟器件以实现电路 运算和保护，而这些功能在采用数字电路实现时，只需一片小小的数字信号处理器 (digital signal processor，dsp)及其相关的简单外围电路。 传统的模拟控制存在许多固有的缺点： （1）因采用大量的分散元件和电路板，导致硬件成本偏高，系统的可靠性下 降。 （2）由于人工调试器件的存在，如可调电位器，导致生产效率降低及控制系 统的一致性差。 （3）器件老化及热漂移问题的存在，导致逆变电源输出性能下降，甚至导致 输出失败。 （4）产品升级换代困难，对同一型号的模拟控制逆变电源，若不改动硬件， 升级是不可能的，每一个新型的逆变电源都要求重新设计、制造控制系统。 （5）模拟控制的逆变电源的监控功能有限，一旦出现故障，要想恢复正常， 技术人员必须亲赴现场。 与模拟控制相比，数字化控制具有以下明显优势： （1）可以实现复杂的控制算法(如空间矢量控制、直接转矩控制及重复控制等)， 以提高变换器的输出性能； （2）方便程序代码的移植、升级和维护，勿需对硬件电路进行大的调整； （3）数字化产品一致性好，受噪声和温漂的影响小，适合于大规模生产和应 用于强干扰性的场合； （4）便于远程实时监控，在航空航天电源、无人值守的电站及分布式供电系 统等重要场所，数字控制技术具有重要的应用价值。 与模拟控制相比，数字控制主要的缺点是控制芯片(dsp)的价格偏高。随着工 业集成化程度的日益提高，数字控制芯片价格正不断下降，因此，数字控制技术在 国民生产中应用的份额正不断扩大。 近年来，国内外学者对逆变器的波形控制技术进行了大量卓有成效的研究，提 出了许多控制方案，如电压瞬时值 pid 反馈控制，电压电流双闭环反馈控制，无差 拍控制，重复控制，离散滑模控制及人工神经网络控制，模糊控制以及基于遗传算 法优化的模糊重复控制等智能控制技术。 pid 控制以其简单、参数易于整定等特点，广泛应用于工程实践之中。早期变 换器的控制，多为模拟 pid 控制。模拟控制电路使得控制系统的可靠性下降，调试 单相 buck 型 ac/ac 变换器设计与仿真 - 29 - 复杂，不易于整定。随着 msi 技术的飞速发展，尤其是 dsp 出现以后，逆变器的 瞬时值反馈数字 pid 控制得到应用，而且，针对传统数字 pid 控制存在的一些问 题，智能控制的思路和其它控制策略也被引入，一定程度上改善了控制效果。但是 pid 控制是适用于线性定常系统的控制方法，而逆变器输出波形控制，主要是非线 性负载条件下的伺服控制，因而对波形畸变的抑制有一定的局限性。而且由于输出 波形是中、低频正弦，pid 控制无法实现对正弦指令的无静差跟踪，实际上往往需 要增设外环均值反馈以保证系统的稳态精度。 本文同样采用极点配置的方法对双环控制数字控制器进行设计，而数字控制器 的设计方法有两种：模拟化方法和直接数字化方法。模拟化设计在连续域下据系统 性能要求，设计出连续域下的控制系统，然后将其离散化；直接数字化设计则先将 控制对象离散化，直接在离散域下对离散化的控制对象进行设计。直接数字化方法 在保持系统稳定的同时可得到更宽