毕业设计（论文）-PWM比较器电路仿真设计.doc

论文题目：pwm比较器电路仿真设计摘 要脉冲宽度调制（pwm）是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。本文通过对pwm发展现状的了解，在掌握pwm反相器原理的基础上，比较分析了几种常见的比较器电路结构，根据pwm中对比较器的性能要求，设计了一种具有高增益和适当带宽、小的失调电压、在低功耗情况下具有较短响应时间的比较器；利用集成电路eda设计软件，对各子模块电路进行了参数设计及仿真分析，同时进行了pwm比较器整体电路的仿真，并绘制了整体的电路版图。本文所设计pwm比较器的增益达80db以上，总版图面积为5674um2。关键词pwm；比较器；增益；时延abstractpwm is in english pulse width modulation abbreviation ,it is used digital output of microprocessor to control of the analog circuit this is a very effective technology,used for everything from measuring, communications to power control and conversion of many areas.pwm is an analog control method,the changes under the appropriate load modulation transistor gate or base bias,to achieve the switching power supply output transistors or transistor conduction time change,this approach enables make the power supply output voltage changes in working conditions, constant,it is used digital output to microprocessor to control of the analog circuit a very effective technique.this paper is based on the pwm comparator development of understanding.in the control based on pwm principle,comparative analysis of several common comparator circuit structure,pwm comparator based on performance requirements,design a suitable bandwidth, high gain and small offset voltage, low power consumption in case of a short response time comparator; using integrated circuit design eda software, each of sub-module circuit design and simulation parameters,pwm comparator and the overall simulation of the whole circuit.pwm comparator design in this paper gain of up to 100db.for the overall layout of the drawing, the total layout areas 5674um2.keywords pwm; comparator; gain; delayii目录摘 要iabstractii第一章 引言11.1 pwm介绍11.2 pwm的发展现状及应用领域11.3 pwm技术31.4 论文背景和选题意义51.5 本论文主要工作6第二章 pwm比较器82.1 几种常见比较器结构92.1.1 反相比较器92.1.2 二级比较器92.1.3 可驱动大电容性负载的比较器102.1.4 迟滞比较器102.1.5 离散时间比较器112.2 比较器参数122.2.1 增益122.2.2 失调电压132.2.3 时延14第三章 pwm比较器设计173.1 设计指标173.2 电流镜的设计183.3 前置差分放大电路设计203.4 中间级放大器设计223.5 输出级设计223.6 pwm比较器整体电路24第四章 仿真结果及分析264.1 电流镜的仿真及分析264.2 pwm比较器的整体仿真及分析274.3其他模块的仿真分析294.4 pwm比较器整体电路版图30结论33参考文献34附录一 电流镜相关网表36附录二 其他模块仿真网表37附录三 比较器仿真网表38致谢41pwm比较器电路仿真设计第一章 引言1.1 pwm介绍脉冲宽度调制(pwm)，是英文“pulse width modulation”的缩写，简称脉宽调制，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。pwm是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法，可变电阻是通过改变其接入电路的电阻值来控制负载的电流或者电压值，来达到控制效果，而pwm则是通过数字编码（调制频率），对模拟信号电平进行调制来达到控制效果。图1-1 pwm方式原理图如图1-1所示，从输入端输入电压信号和参考电压信号通过放大器进行放大产生放大信号（但是从放大器输出的电压信号通常不稳定），这个放大信号与三角波信号发生器产生的锯齿波进行比较，产生pwm控制信号，可以通过改变三角波的频率来实现对pwm信号的控制。pwm比较器通过对两个输入电压进行比较，通常保持一端输入电压不变，另一端输入电压可以是锯齿波或正弦波，通过pwm比较器的比较，在输出端产生高低电平的方波信号，方便于应用，但要求比较器的时延低，增益大等。1.2 pwm的发展现状及应用领域随着工艺的发展，比较器得到了前所未有的研究和开发，其性能指标主要有共模输入范围、增益、失调电压、传输时延、摆率、带宽、比较精度等。目前，比较器的研究主要集中在下面两个方面：降低失调电压和提高电路速度。march.cihen、pamela a等提出了一种可编程的浮栅机构，利用浮栅pfet作为电荷存储单元，设计出一中可消除失调电压的非易失性电压比较器。李彦旭等利用锗硅bicmos级数，设计出了失调电压为10uv、频率为10mhz的动态高速比较器。还有一种所谓后台校准级数，在不影响adc采样的情况下，通过比较器的二进制输出反馈校正比较器的失调电压。吴晓波等人利用两个宽长比不相等的跳变电压的比较器，为pwm比较器的研究提出了一种新颖的设计思路1。对于适用与pwm中的比较器的研究，并不是单一的集中在哪个特性上面，而是对所有参数的综合考虑，目前研究主要是专注于静态功耗特性和时延特性上面，毕竟，比较器的增益通过增加放大电路很容易达到很高，一般的失调电压也很低。如何在高增益条件下取得低时延和低功耗将是研究的重点，也是每个设计研究者所想要达到的目的。脉宽调制(pwm)是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。1pwm在模拟电路中的应用模拟电路模拟信号的值可以连续变化，其时间和幅度的分辨率都没有限制。9v电池就是一种模拟器件，因为它的输出电压并不精确地等于9v，而是随时间发生变化，并可取任何实数值。与此类似，从电池吸收的电流也不限定在一组可能的取值范围之内。模拟信号与数字信号的区别在于后者的取值通常只能属于预先确定的可能取值集合之内，例如在0v, 5v这一集合中取值。 模拟电压和电流可直接用来进行控制，如对汽车收音机的音量进行控制。在简单的模拟收音机中，音量旋钮被连接到一个可变电阻。拧动旋钮时，电阻值变大或变小；流经这个电阻的电流也随之增加或减少，从而改变了驱动扬声器的电流值，使音量相应变大或变小。与收音机一样，模拟电路的输出与输入成线性比例。 尽管模拟控制看起来可能直观而简单，但它并不总是非常经济或可行的。其中一点就是，模拟电路容易随时间漂移，因而难以调节。能够解决这个问题的精密模拟电路可能非常庞大、笨重(如老式的家庭立体声设备)和昂贵。模拟电路还有可能严重发热，其功耗相对于工作元件两端电压与电流的乘积成正比。模拟电路还可能对噪声很敏感，任何扰动或噪声都肯定会改变电流值的大小。 2pwm在数字电路中的应用数字控制通过以数字方式控制模拟电路，可以大幅度降低系统的成本和功耗。此外，许多微控制器和dsp已经在芯片上包含了pwm控制器，这使数字控制的实现变得更加容易了。 简而言之，pwm是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。pwm信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有(on)，要么完全无(off)。电压或电流源是以一种通(on)或断(off)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用pwm进行编码。 大多数负载(无论是电感性负载还是电容性负载)需要的调制频率高于10hz。设想一下如果灯泡先接通5秒再断开5秒，然后再接通、再断开。占空比仍然是50%，但灯泡在头5秒钟内将点亮，在下一个5秒钟内将熄灭。要让灯泡取得4.5v电压的供电效果，通断循环周期与负载对开关状态变化的响应时间相比必须足够短。要想取得调光灯(但保持点亮)的效果，必须提高调制频率。在其他pwm应用场合也有同样的要求。通常调制频率为1khz到200khz之间。 硬件控制器 许多微控制器内部都包含有pwm控制器。例如，microchip公司的pic16c67内含两个pwm控制器，每一个都可以选择接通时间和周期。占空比是接通时间与周期之比；调制频率为周期的倒数。执行pwm操作之前，这种微处理器要求在软件中完成以下工作：设置提供调制方波的片上定时器/计数器的周期，在pwm控制寄存器中设置接通时间 ，设置pwm输出的方向，这个输出是一个通用i/o管脚，启动定时器，使能pwm控制器 虽然具体的pwm控制器在编程细节上会有所不同，但它们的基本思想通常是相同的。1.3 pwm技术pwm控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪80年代以前一直未能实现。直到进入上世纪80年代，随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展，pwm控制技术才真正得到应用。随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，pwm控制技术获得了空前的发展。到目前为止，已出现了多种pwm控制技术，根据pwm控制技术的特点，到目前为止主要有以下几种类方法。 1. 等脉宽pwm法vvvf(variable voltage variable frequency)装置在早期是采用pam(pulse amplitude modulation)控制技术来实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压。等脉宽pwm法正是为了克服pam法的这个缺点发展而来的，是pwm法中最为简单的一种。它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为pwm波，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。相对于pam法，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量。 2 随机pwm在上世纪70年代开始至上世纪80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般不超过5khz，电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注。为求得改善，随机pwm方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声(在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的)，尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在igbt已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机pwm仍然有其特殊的价值；另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，随机pwm技术正是提供了一个分析、解决这种问题的全新思路。3 spwm法 spwm(sinusoidal pwm)法是一种比较成熟的、目前使用较广泛的pwm法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。spwm法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的pwm波形即spwm波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。该方法的实现有以下几种方案。 (1) 等面积法 该方案实际上就是spwm法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成pwm信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以spwm控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。 (2) 硬件调制法 硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的pwm波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是spwm波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成spwm波。但是，这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。 (3) 软件生成法 由于微机技术的发展使得用软件生成spwm波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。 自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得spwm波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现spwm法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样。数字pwm技术是通过用不同的调制算法或调制电路，将输入的数字信号转换成不同调制形式的pwm脉冲信号，并通过控制脉冲宽度和脉冲序列的周期以达到调节电压、频率及控制和消除谐波的目的。数字pwm技术以其控制灵活、高效节能等优势，被广泛应用于分时多路复用系统、射频传输、光数据存储器、通信系统和数字音频系统。1.4 论文背景和选题意义pwm调制电路是开关电源芯片设计的一个关键部分，它是一个电压比较器（comparator）模块，它将放大器（amlifier）模块的输出信号vamp和振荡器（oscillator）模块产生的锯齿波信号osc进行比较，产生的脉冲宽度调制信号（pwm信号）。若vamp的电压高于锯齿波osc的电压，则产生的pwm信号为高电平，反之为低电平。当反馈端fb的电压升高时，amplifier模块的输出信号电压vamp降低，则pwm的同向输入端的电压降低，与锯齿波信号比较之后，产生的pwm信号的高电平时间变小，即pwm信号的占空比减小，功率开关管的开启时间减小，反之则增大。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。随着八十年代末期社会分工的进一步发展，集成电路产业逐渐分化为设计、制造、封装和测试等几个产业。产业的分工也带来一些问题，那就是设计企业不能根据自己的设计要求来调整工艺参数，而是要让自己的设计适应工艺参数的要求。尤其是模拟电路的设计，和各种工艺参数息息相关，工艺参数的稳定性决定着电路的性能甚至是功能。这就迫切要求设计企业能迅速适应现代工厂工艺参数，设计出成熟稳定的产品。pwm比较器是模拟集成电路极为重要的组成部分，它对模拟电子技术的应用与发展具有重要的作用，其中高精度比较器在电源切换管理、工业控制芯片中有广泛的应用。这些应用对性能指标要求不是很高，但是应用环境比较苛刻，要求芯片能在苛刻的条件下保持稳定的性能。高速比较器是存储器、模数/数模转换器中的重要组成部分，很大程度上决定着这些系统的主要性能，目前，集成电路系统的工作时钟频率已经达到几ghz甚至几十ghz，这就需要具有相同性能模拟电路与之相匹配。很大程度上，模拟电路的性能逐渐称为集成电路系统性能提升的瓶颈。因此，高性能模拟电路的设计在集成电路设计中具有举足轻重的作用。1.5 本论文主要工作比较器工作原理。比较器是将两个相差不是很小的电压进行比较的系统。最简单的比较器就是运算放大器。我们知道，运算放大器在连有深度负反馈的条件下，会在线性区工作，有着增益很大的放大特性，在计算时往往认为它放大的倍数是无穷大。而在没有反馈的条件下，运算放大器在线性区的输入动态范围很小，即两个输入电压有一定差距就会使运算放大器达到饱和。如果同相端电压较大，则输出最大电压，一般是+12v；如果反相端电压较大，则输出最小电压，一般是-12v。这样，就实现了电压比较功能。如图1-2所示，va、vb为输入端，vout为输出端。当输入电压vavb时，输出端vout则输出高电平；当vavb时，输出端vout则输出低电平。图1-2 比较器模型本次研究课题的主要工作如下：1. 了解pwm的原理及结构模型，对pwm中比较器进行研究。2. 设计比较器电路的整体结构。3. 对pwm比较器的各个子模块电路进行结构设计、仿真调试及结果分析。4. 整体版图绘制。41第二章 pwm比较器比较器不同于运算放大器，在设计比较之前，必须了解比较器的参数特性。在不同的功能电路中，对参数特性的要求是不同的，如高增益比较器要求有足够的带宽，高速度比较器中要求比较器具有非常好的延时特性。pwm比较器就是高精度高速度比较器，在状态转换过程中需要解决存在的增益、失调电压、时延等问题。在设计pwm比较器时，需要对每个参数进行折衷，即在相对较高增益、时延较小的情况下，具有较小的失调电压和较低的静态功耗，但是各个参数必须满足性能要求。比较器是模拟电路中经常用到的基本单元之一，其作用是比较两个模拟信号的值并给出二进制的结果。按照结构的不同，常见的比较器可以分以下几种：第1， 标准两级比较器。这一类比较器采用差分放大级加输出级结构。是最基本的比较器结构，通过调整差分放大级负载的结构和输出级的结构，可以满足各种不同的性能要求。但这种结构有很多不足。由于结构本身的限制，要在摆率、传输时延等性能之间折衷，只能应用在对速度等要求不高的环境中。目前对于标准两级比较器的研究已经很成熟，新的研究结果并不多见。但是它是构成其他比较器的基本单元，很多改进都是针对具体的应用条件的，影响这类比较器性能的主要因素是输入失调电压。第2， 开关电容比较器。开关电容比较器是由组合开关电容和开环比较结构。它的有限是差分信号可以用单端电路进行比较，而且可以对开环比较器直流失调电压自动校零。这种结构在一定程度上解决了开环比较器直流失调电压的问题，但是也引入了新的问题，那就是时钟馈通问题。第3， 可再生比较器。可再生比较器又被称为锁存器或者双稳态电路，它使用正反馈来实现两个信号的比较。这种比较器结构简单，版图面积小，适合大规模集成，一般应用在sram等存储器中。但是这种比较器需要高速时钟作为控制信号，限制了它的应用范围。第4， 高速比较器是目前研究的最多的一类比较器。这种比较器在模数/数模转换器中有着广泛的应用，高速比较器一般采用多级结构，前面介绍的几种比较器都可以作为高速比较器的一部分，但是需要调整性能参数。高速比较器最重要的目的就是降低传输时延，因此，这种结构通过多级级联来实现高增益，通过降低每一级的增益来实现高带宽。2.1 几种常见比较器结构2.1.1 反相比较器如图2-1所示是最简单的反相比较器。图2-1由pmos管m1和nmos管m2组成，vin2是参考端，电压值必须确保m1管子导通，vin1是输入比较端当输入vin1为高电平时，m2导通，电流通过m2流入地，输出vout为0，即低电平；当输入vin1为低电平时，m1导通，m2截至，输出vout为vdd，即高电平。从上述原理中可以得出，当输入vin1为低电平时，即vin1vin2时，比较输出电压为低电平（地），实现了比较功能。图2-1反相比较器比较器的增益与两个管子的跨导，输出跨导不是很大，所以不会有更大的增益，但是结构简单，较适用于输出大摆幅的比较器电路中。2.1.2 二级比较器双端输入差分放大电路二级比较器，如下图2-2所示。两级比较器：其中包括一级差分比较和一级反相放大。采用差分输入便于控制比较器跳变电压的离散性，使之对工艺和电源电压的变化不敏感，而反相级则补偿了差分级输入增益低的缺陷，对输出信号进行放大，这种电路的比较器增益为： (2-1)图2-2 二级比较器由式（2-1）可知，增大差分mos输入管w/l或者减小工作电流i1、i6可提高比较器的增益。2.1.3 可驱动大电容性负载的比较器 如果比较器连接有大的容性负载，它的速度将受到摆率的限制。在这些情况下，我们在两级开环比较器的输出端增加几个级联的推挽反相器12，如图2-3所示。 反相器m8-m9和m10-m11可以允许有很大的电容c，且比较器速度不会降低。这一原理在高速数字缓冲器中很容易理解。如果大电容连到m6和m7的漏极，由于吸入和输出的电流不大，摆率很不理想。反相器m8-m9使电流驱动能力增大的同时，而且不影响比较器的摆率，m8和m9的w/l值必须足够大，以增加吸入和输出电流的能力，且不加载m6和m7。同样m10和m11使吸入和输出电流的能力继续增大，驱动能力增强，同时摆率会很大。图2-3 增大两级开环比较器的容性驱动能力2.1.4 迟滞比较器 迟滞性是比较器的一种特性，它使比较器的输入阈值电压随输入或输出的电平而变。通常情况下，这种比较器工作于噪声环境中，且在阈值点检测信号的变化。如果比较器比较速度足够快且噪声的幅度足够大的话，其输出端也存在噪声。在这种情况下，需要在比较器中引入迟滞。如图2-4所示是带有输出级和内部迟滞的比较器，迟滞是通过内部的正反馈来实现的，在输出端实现了差分到单级的转换，为电路提供了驱动能力。图2-4 带有输出级和内部迟滞的比较器在图2-4中，共有两条反馈路径，第一条连接m1-m2的共源节点的串联电流，这是负反馈；第二条是连接m6-m7源漏极的并联电压反馈，是正反馈。当正反馈系数大于负反馈的系数时，整个电路将表现为正反馈，在电压传输曲线中将出现迟滞17。2.1.5 离散时间比较器在很多电路中，比较器只作用一段时间，具有高速度、传输延时小的优点。这种电路常常由时钟驱动，比较器工作时，具有一部分时间和相位，不工作时，只具有相位。常见的电路有开关电容比较器和可在生比较器。其中，开关电容比较器使用组合开关电容和开环比较器，优点是差分信号可用单端电路进行比较，且可对开环比较器直流失调电压自动校零，不常用。可再生比较器又叫锁存器或双稳态电路。图2-5是使用具有内建阈值锁存器的比较器。图2-5 内建阈值锁存器的比较器在图2-5中，m9-m10被用作复位锁存器，这通过使m7-m8的漏源电压为零来实现。锁存器的输入加在m1a、m1b的栅极。m1a、m1b、m2a、m2b工作于三极管先行区。输入值将使m3和m4的源极到地的电阻发生变化，m3、m4构成锁存器的并行正反馈通路，锁存器使能时，m3、m4的漏极将连到锁存器的输出。当锁存/复位变高时，锁存器将进入再生模式15。2.2 比较器参数2.2.1 增益比较器增益定义了输出能够在两个二进制状态之间转换所需要的最小输入变化量精度。决定了转换快慢。图2-6所示比较器的增益为无限大时理想传输曲线。vohv0（vp-vn）+vol图2-6 比较器理想传输曲线图 vol、voh分别表示后续数字电路要求的高低电平。在实际应用中，比较器的增益不可能为无限大，图2-7所示是实际比较器传输曲线。增益： （2-2）(vp-vn)v0vohvolvilvih图2-7 实际转移曲线其中vil和 vih分别是输出达到上限和下限所需要的输入点压差。实际比较的时候，提高增益有很多方法，本文设计比较器采用在输入及和输出及之间增加一级有源负载差分放大器，使得总增益提高。2.2.2 失调电压 将差分放大器的两个输入端连接在一起，在输出端测到的电压就是输出失调电压，用vgs表示。将输出失调电压除以放大器的增益，得到的失调电压叫输入失调电压，用vos表示。公式表示为： （2-3）如图2-8中标示的即是比较器的输入失调电压。在一些需要精度很高的系统中，失调电压是一个相当重要的参数，对同一个设计来说，每个电路的失调电压都不一定相同，而是随机变化的16。电路的输入失调电压主要是油实际电路中元器件参数值的不相同而造成的，其中主要是两个输入管阈值电压、导通电阻等区别产生的。voutvohvolvihvil0vos图2-8 具有输入失调电压的比较器传输特性在pwm电路中，比较器失调电压参数十分重要，如果此参数过高，导致pwm比较器输出结果延迟，达不到预期效果。解决失调电压过高的方法有两种15：第一种：为了减小工艺误差对电路性能的影响，两个输入pmos管的面积需要做的很大，来补偿掺杂浓度、沟道调制效应、氧化层电荷密度等因素起伏的影响。第二种：通过改变两个输入差分对管的对称性。如果失调电压为vos，即比较器输出信号在v11-v12=vos时才跳变，则在vs2端增加一静态电压vos，使得输入差为零，在差分放大器内部相当于输入之差为vos，比较器发生跳变。2.2.3 时延时延即比较器的响应时间，指从输入越过阈值点vt时起到输出一个有效逻辑信号。如图3-4所示是比较器的传输时延，时延随输入信号幅度的变化而变化，较大的输入使时延变短。输入电平会增大到一个上限，即输入电平增加到一定值后时延基本不在变化，这时的电压变化率被称为摆幅。在图2-9中，vil和vih是输出分别达到下限和上限所需要的输入电压差vp-vn，voh和vol是比较器输出的高电平和低电平，tp为传输延迟时间。从图中可以看出，当从输入电压差的中点值开始，理想比较器应该翻转，实际比较器在经过一段时间后才开始翻转。vovi=vp-vnvohvolvihvilt(s)t(s)tpvo=(voh+vol)/2vi=(vih+vil)/2图2-9 比较器的传输延时如果比较器的增益表示式为： （2-4） 其中，是比较器直流增益，s是输出摆幅，=是比较器频率响应单极点（主极点）的-3db频率。设比较器的最小输入电压差为比较器的精度，定义比较器最小输入电压为： （2-5） 对于一个阶跃输入电压，当以vinmin加在比较器上时，得到： （2-6） （2-7）所以，阶跃输入为vinmin时的传输时延为： （2-8）此公式使用于比较器的正向或是负向输出的传输延迟。如果输入是vin的k倍，则传输时延为： （2-9）其中，显然，比较器的输入信号vin越大，传输时延越短。随着比较器输入信号增加，比较器最终进入大信号模式。在大信号模式下，由于电容充放电电流限制，将出现摆率限制。如果传输时延由比较器的电压摆率（sr）决定，则公式（2-9）可以写为： （2-10）有公式（3-10）可知，当传输时延由摆率sr决定时，减小传输时延的方法是增加比较器供出或吸入电流的能力。（压摆率在英文里是slew rate，减写为sr，也称转化速率，sr=。压摆率就是运算放大器输出电压的转换速率，单位通常有v/s，v/ms和v/s三种，它反应的是一个运算放大器在速度方面的指标，一般来说，压摆率高，其工作电流也越大，亦即耗电也大，压摆率却是高速运放的重要标志。）第三章 pwm比较器设计3.1 设计指标通过前面对pwm比较器的分析研究，结合开关电源控制芯片实际应用，本章设计出了一个用于开关电源控制芯片中的pwm比较器，并结合设计电路图，对设计思路、参数进行了详细分析。由开关电源控制方式可知，电压型是对输出电压进行采样，电流型对输出电压和峰值电流采样。虽然控制芯片的反馈变量不同，但电压型和电流型控制模式的核心电路都有pwm比较器，且pwm比较器的输入输出变量都一样。所以，pwm比较器在开关电源控制芯片中起着非常重要的作用。它要求具有高的增益和低的失调电压，以保证比较的精度，使比较器在系统要求的时间点能进行跳变。同时必须具有相当短的响应时间，如果响应时间过长，会导致开关关断的信号延迟，使得开关管在经过一段时间延迟后才关断，这样会导致输出电压过大，严重会烧毁开关管而导致控制芯片烧坏。对控制芯片及时采样信号并做出处理后输出给开关管进行导通和关断工作，pwm比较器的设计最为关键，设计开关电源控制芯片的核心部分就是设计一个满足设计要求的pwm比较器。在设计pwm比较器时，不能单纯考虑增益或失调或时延，需要对所有特性进行综合考虑，满足整个开关电源控制芯片要求。由此，设计了一个应用于开关电源控制芯片中的pwm比较器模块电路。其性能指标如下：1. 工作电压：2.5v2. 静态电流：大于30ua，小于等于40ua3. 增益：大于等于80db4. 时延：上升时延小于100ns，下降时延小于80ns5. 静态功耗：小于340uw本文设计的用于开关电源pwm比较器整体部分组成有：偏置电流镜、前置差分放大、中间级有源负载差分放大电路、输出级共源级放大电路四部分。其结构图如图3-1所示。输入信号电流镜中间级放大前置差分放大输出级pwm输出图3-1 pwm比较器整体框图原理：前置差分放大器的输入信号来自误差放大器的微弱信号与信号发生器产生的锯齿波信号，并对其进行放大，该放大器的增益不是很大；放大后的信号送至中间级放大器，该放大器需要很大的增益，以便放大后信号能够显示信号强弱；电流镜主要是为前置差分放大器、中间级放大器、输出负载提供恒定电流；输出级共源放大器增加了输出摆幅，得到pwm输出。3.2 电流镜的设计在集成电路高稳定工作中，信号的产生、放大、传输都离不开电流，每一个信号的控制作用都是在电流和电压之间不停地转换过程中实现的。电流源是电路中各子模块工作电流的来源，是各部分电路稳定工作的保证。在电路设计的时候，设计者总希望电路的直流工作点稳定，这通常要求模块偏置电流与电源电压和负载无关。自偏置电流源可以满足这样的设计要求。电流镜是模拟ic设计的基本组成单元，用于将电路偏置在理想的工作状态。电流镜的镜象原理：如果两个工艺相同的mos管的栅源电压相等，在漏源电压相差不大时，沟道电流之比近似等于mos管的宽长比之比21。理想的电流镜是任何时候输出的电流都和端电压无关的。图3-2为最基本的nmos电流镜，m1管栅漏相接，使其工作在饱和状态，假设m2同样工作在饱和区，忽略沟道长度调制，可以得到: （3-1） （3-2）由，忽略体效应，由式（3-1）和式（3-2）可以得到输出电流与基准电流之比： （3-3）当mos管采用同一工艺流程制造时，漏源电压vds不相等是影响3-2中电流镜性能的最主要因素 8。 图 3-2 基本电流镜 图 3-3 共源共栅电流镜mos管的沟道长度越短，漏源电压越大，沟道长度调制效应越显著。为了抑制沟道长度调制效应，迫使vds1=vds2，可以采用共源共栅结构。如图3-3是共源共栅电流镜，适当选取m1和m4的参数，可以使m2、m3的漏端电压相等，从而消除沟道长度调制效应。图3-3中的共源共栅电流镜虽然消除了沟道长度调制效应带来的影响，但是由于输出点到地之间叠加两个mos管，因此限制了输出电压摆幅23。为改善上述共源共栅电流镜的输出范围，可以对共源共栅电流镜做如图3-4的改进5。在图3-4中，va=vgs1-vds2，若选取vds2=vt，则：vb=va=von（3），于是：vxmin=von4+von3，比基本共源共栅电流镜减小了一个阈值电压vt，低压共源共栅电流镜由此得名。图 3-4 低压工作时共源共栅电流镜在图3-4中，由于输出点在mos管m4的漏极，到地层叠了两个mos管，为了提高输出电压的下摆幅，使在nmos管m2和m4上的压降达到最小，同时又要保证两个nmos管都始终工作在饱和区，需要选择适当电压vb，使输出支路m2和m4上消耗的电压余度最小，同时保证精确的镜象参考电流。由于增加了偏置电压vb，也增加电路的复杂性。图3-5是本文设计自偏置低压共源共栅电流镜，m17、m18、m19、m20、m21都工作于饱和区，电流镜中所有mos管取相同的沟道长度l，以减小源漏区边缘扩散(ld)所产生的误差。在图3-5中，通过分压电阻rd实现m17和m19的漏源电压相等，替代了图4-4中偏置电压vb，且m19、m20消耗的电压余度最小(m19与m20过驱动电压之和)，完成了对电流iref的精确镜像。 （3-4）其中， （3-5）图 3-5 自偏置低压共源共栅电流镜自偏置低压共源共栅电流镜mos管及电阻参数：m21 w=8u l=1um18 w=15u l=0.5um17 w=15u l=0.5um19 w=15u l=0.5um20 w=15u l=0.5urd w=1.3u l=10uvr14=1.1v3.3 前置差分放大电路设计差分放大电路就其功能而言，是放大两个输入信号之差，由于其在电路和性能方面有很多优点，因而在运放和比较器设计电路中广泛应用。图3-6是本文设计的p沟道双端输入和双端输出差分放大器。在图3-6中，vs1、vs2是差分放大器的两个输入端，vs2是来自误差放大器放大后输出的误差电压，误差电压值是随机变化的，所以用缓慢变化正弦波电压模拟误差放大器的误差电压值，输入至差分放大器输入端，频率为10khz上，幅值为2.5v。vs2是三角波比较信号，其周期为200us，起始电压2.4v，终止电压2.6v。ml和m2是差分放大器的输入pmos管，两个管子是完全对称的，衬底接电源电压vdd；m3为差分放大器提供尾电流；m4和m5构成的二极管连接mos管是差分放大器的负载，m6和m7构成的电流源是为解决二极管连接的mos作负载时增益低而设置的，并联电流源相当于降低了m4和m5的跨导，增加输出电阻。在差分放大器作为比较器输入级的应用设计中，往往先将一个输入电压固定为参考电压，另一输入电压变化，当变化到参考电压时，输出产生跳变。此参考电压的设定，必须使所有mos管子都处于饱和区。为了获得最大差分增益，要求所有管子也都工作在饱和区。差分放大器左右两边是对称的，ml-m2、m4-m5、m6-m7相对有相同的宽长比。图 3-6 双端差分输入电路工作原理分析：m3提供的尾电流为iss3，负载mos管m4-m6的阻抗为1/gm4.6，m5-m7的阻抗为1/gm5.7，首先假设vs1vs2，由于尾电流iss3有限，将导致vpvs1-vth时，m1管开始导通，m1管处于饱和区，m2管饱和，尾电流iss3将有一小部分流入m1管，剩余的电流流入m2管，但一直保持id1+id2=iss3；此后，随着vs2的增加，m1管电流id1将逐渐增大，相应的m2管的电流id2将逐渐减小，voia=id1*(1/gm4.6)，voib=id2*(1/gm5.7)。当vs1=vs2时，两电流相等，voia=voib=(1/2)*iss3*(1/gm4.6)。此后，随着vs2的继续增加，id1继续增大，而id2继续减小。当vs1vs2时，m2管截至，m1管导通，iss3全部流入m1管，voib=vdd，voia=iss3*（1/gm4.6）。双端差分输入电路mos管参数：m3 w=16u l=1um1 w=40u l=1um2 w=40u l=1um6 w=5u l=1um4 w=5u l=1um5 w=5u l=1um7 w=5u l=1u3.4 中间级放大器设计由于受mos管尺寸和工艺的影响，输入级的差分放大器的增益不是很大，为了进一步提高增益，达到设计的要求，必须增加中间级放大电路。图3-7是本文设计的有源负载差分放大中间级放大电路，具有很高的增益，并将双端输入转单端输出的差动对放大电路。在图3-7中，将差分输入级放大输出的电压voia、voib作为中间级放大器的的输入端，m8、m9、m10、m11和m12组成双端输入转单端输出的带有源电流镜(有源负载)的差动对放大器。其中，m9-m8组成差分管，m11-m12构成镜像，组成有源负载，m10为该放大器提供尾电流。该电路的重要特性之一是将差动双端输入信号变成了单端输出信号，完成了双一单端变换。图 3-7 带有源电流镜差放电路带有源电流镜差放电路mos管参数：m11 w=20u l=1um8 w=45u l=1um12 w=20u l=1um9 w=45u l=1um10 w=16u l=1u3.5 输出级设计 cmos输出级的基本作用是电流变换，大部分输出级都具有高电流增益和低电压增益。对一个输出级的特定要求有:(l)以电压或电流的形式提供足够的输出功率，(2)防止信号失真，(3)高效率，(4)对异常状态(短路，过热等)提供保护。由于信号摆幅很大，并且在小信号放大器中一般的非线性问题变得重要了，故而有第二项要求。第三项要求是要使驱动晶体管上的功耗比负载上的功耗小得多。对第四项要求，cmos输出级通常都可以满足，这是由于mos器件本身的自我限制特性造成的。10当负载是由一个小电阻或大电容组成时，就不希望输出电阻太大，要在小的负载电阻上取得较大的输出电压摆幅，就要求很大的电流，一个大负载电容要求很大的输出电流来提供所需的充电电流，才能满足瞬态响应的要求。中间级有源负载差分放大器提供了较高的增益，但是输出摆幅受到限制。为了得到大摆幅，输出级加入有源负载共源级放大电路（采用负载电阻或者是二极管连接负载，增大阻值会限制输出电压的摆幅)。为了在稳态或瞬态偏压下提供足够的输出电流，就必须采用低阻输出级。l8本论文采用了有源负载共源级放大电路作为输出级的放大电路，如图3-8所示虚线左边，m13、m14构成有源负载共源级放大电路，m13为有源负载。图3-8虚线左边中，m13、m14都工作在饱和区，在输出结点看到的总输出阻抗等于ro13与ro14并联。小信号增益为： （3-6）图 3-8 输出级及其驱动负载电路比较器和一般运放不同，输出信号是数字信号。在开关电源芯片中，mos开关管接受的信号只有高电平和低电平两种状态的信号电压，即输出端到端满摆幅工作，要求比较器的输出级具有满摆幅。根据实际电路设计可知，开关电源的输出外接有大容量的电容和电感，控制芯片的速度将受到摆率的限制，使反馈电路的响应变慢，出现滞后现象。在比较器电路中，为了满足上述的要求，一般将多个反相器级联，对输出信号进行波形整形