WM逆变器 电气工程及其自动化专业毕业设计 毕业论.doc

毕业设计第1章 绪论1.1 选题目的和意义随着国民经济的快速发展，对电能的需求越来越多，对电能的质量要求也越来越高。在很多情况下，用户所需的电能必须将直流电变换成交流电才能使用，或者将不适用于直接供给用户的交流电经过整流逆变转换为可以直接供给用户的交流电，这就要求应用适当的方法将直流电变换成交流电，逆变技术则成为了能源开发与利用、提高供电质量等领域的至关重要的环节。电能的生产、交换、使用在很大程度上可以影响到环境，可以造成温室效应及酸雨等影响，对环境危害极大，生产发展的要求增加电力的生产，那么节约电力，减少电力的浪费，将是我们应该重视的问题。用现代的电能变换技术实行电能的运输使用控制，则具有很好的节电潜力，从而可以在一定程度减轻对环境的危害。同时，逆变技术在电力、交通、邮电通信、航空航天、工业控制等众多领域有着广泛的应用。因此，对IGBT驱动电路及逆变器系统做进一步的研究有着重要的意义。1.2 PWM逆变器的国内外发展现状由于电力电子技术的迅猛发展，逆变技术越来越成熟，世界各国都大力开发研究各种性能不同的逆变器系统，例如：按功率流动的方向可分为单向逆变和双向逆变，按输入直流电源的性质可分为电压源逆变和电流源逆变，按组成功率电路的器件可分为SCR逆变、GTR逆变、GTO逆变、IGBT逆变、IGCT逆变等等。大功率开关器件和集成控制电路成为了电能变换发展的主要方向。现在应用的最多的IGBT驱动电路就是日本富士公司生产的EXB系列(如EXB840、EXB841、EXB850、EXB851)、三菱公司生产的M579系列(如M57962L、M57959L)和欧派克生产的BSM系列，德国西门子与日本东芝生产的IGBT的性能也不错。同时，提高逆变器的变换效率和工作可靠性也是现在研究的重点内容。高性能PWM逆变器的研究越来越受到关注，而IGBT(绝缘栅双极晶体管)以其优越的性能，在逆变器中取代了其他大功率的开关器件，正确使用IGBT的关键问题是要有比较好的驱动电路，在驱动波形正、反偏、保护等方面驱动电路都要满足IGBT的驱动要求，因此，分析与设计良好的驱动电路是设计逆变器系统的关键因素。数字控制以其诸多的优点正逐步取代模拟控制。数字控制PWM逆变系统获得了设计的更多自由，可以轻松实现各种复杂、智能的数字算法来提高性能，与此同时，传统控制方案在数字控制中仍发挥着重大作用，先进的数字控制算法与传统控制相结合是目前的实用的主流。而高频、高性能、高功能因素和低污染的PWM逆变器成为了目前研究的主要方向。近年来我国PWM逆变技术经过不断的努力也取得了极大的进展，尽管目前国外的PWM逆变器在我国依然占有很大的市场，但我国的PWM逆变技术也开始登上了竞争的舞台，相信在未来的时间里我国的PWM逆变技术将会获得长足的发展。 1.3 PWM逆变器的发展趋势随着科学技术的发展以及国民生产对电能应用的要求，现代PWM逆变器的技术正逐渐的走向成熟，电力电子器件作为节能、节材、自动化、智能化、机电一体化的基础，正朝着应用技术高频化、硬件结构模块化、产品性能绿色化的方向发展。日本及欧美各国不断研制出高频率和低损耗的IGBT，使得PWM逆变器的性能更加优越，特别是最近几年出现的Delta逆变技术作为一种新兴的满足市电电压净化稳压、负载电流的无功补偿和有源滤波方面有着独特的效果。所谓Delta逆变技术，就是用电压或电流中的增量进行调制的逆变技术，也就是用电压或电流这两个物理量中的增量作为调制波指令信号，对线形PWM逆变器进行控制，并使逆变器能够按比例地复现增量的数值和波形的逆变技术1。是PWM逆变技术的一个有活力的发展方向。同时，软开关技术在PWM逆变器中的应用也日益广泛，零电压开关PWM电路及零电压转换PWM电路在PWM逆变器中的应用也是一个主要的发展方向。总之，高频化、数字化、智能化、系统化、节能化是其主要的发展方向。1.4 本设计的任务和研究方法1.4.1 主要任务通过对比研究，设计一个应用IGBT驱动实现三相PWM的逆变器系统：(1)设计整体的逆变器主电路系统，完成逆变器主电路的设计模型。(2)设计PWM逆变器控制电路，并对电路的组成原理及构成部分进行分析。(3)IGBT开关管的驱动使用集成化的驱动模块EXB841，并分析电路的各部分功能。(4)对各个部分电路的运行及工作原理进行简单分析。1.4.2 研究方法设计一个完整的逆变器系统，分析组成这个逆变器系统各个部分或环节的原理、性能及作用，通过对各个部分的设计，了解整个系统的运行方式及工作特点，重点分析设计:(1)三相逆变主电路。(2)IGBT的驱动电路。(3)SPWM的控制电路。下图1-1即为本设计的系统结构原理图。图1-1 逆变系统的设计总框图第2章 三相逆变器的主电路的设计2.1 逆变电路的类型及电压型逆变电路的特点我们把将直流电变成交流电的过程叫做逆变，完成逆变功能的电路称为逆变电路，而实现逆变过程的装置叫做逆变器。若按直流电源的性质来分类，逆变器可分为电压型逆变器和电流型逆变器。在电压型逆变器中，直流电源是蓄电池或由交流整流后经大电容滤波形成的电压源。电压源的交流内阻抗近似为零，桥臂输出电压为幅值等于输入电压的方波电压。为使电感性负载的无功能量能回馈到电源，必须在功率开关两端反并联二极管。在电流型逆变器中，直流电源是交流整流后经大电感滤波形成的电流源。电流源的交流内阻抗近似为无穷大，桥臂输出电流幅值等于输入电流的方波电流。为承受负载感应电势加在功率开关上的反向电压降，必须在功率开关上串联二极管。若按输出端相数分类，逆变器可分为单相逆变器和三相逆变器。其中单相逆变器按结构又可分为半桥逆变器和全桥逆变器。单相半桥逆变电路是所有复杂逆变电路的基本组成单元。三相逆变器又可以分为三相三线制输出逆变器和三相四线制逆变器， 本次设计为电压型的三相三线制SPWM逆变器系统。电压型逆变电路的主要特点是：(1)直流侧接有大电容，相当于电压源，直流电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗状态。(2)由于直流电压源的钳位作用，交流侧电压波形为矩形波，与负载阻抗角无关，而交流侧电流波形因负载阻抗角的不同而不同，其波形接近三角波或正弦波。 (3)当交流侧为电感性负载时需提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈能量提供通道，各臂都并联了续流二极管2。2.2 三相逆变器的要求和特点本设计的要求主要是：通过IGBT电力电子器件来实现PWM控制的逆变器，从而将直流电逆变为交流电，本设计最重要的部分就是对IGBT驱动电路的合理选取，PWM控制电路的设计，逆变桥式电路的设计。本设计主要特点是：通过使用集成化的驱动模块EXB841来驱动IGBT控制逆变过程，采用输出滤波器使得输出波形达到用户需求，对逆变系统还设有过电压、过流等各种保护。同时，驱动信号用光耦合隔离、以保证系统工作的可靠性。2.3 三相逆变器的系统结构方案图2-1 逆变系统的设计总框图本设计的逆变系统的总框架如图2-1所示。PWM信号通过驱动电路来驱动IGBT的开关，经过主电路实现电流的变换，同时通过硬件保护电路来实现对IGBT器件的保护，使得系统能够长期安全、稳定、高效地运行工作。检测反馈则可以适时调整系统的运行状态，使系统按照要求正常运行。2.4 三相逆变器的逆变部分设计2.4.1 单相桥式电压型逆变电路的基本原理本设计的三相桥式逆变主电路就是由三个半桥逆变电路组成，因此先分析半桥逆变电路的原理。半桥逆变电路有两个桥臂，每个桥臂由一个IGBT器件和一个反并联二极管组成。在直流侧接有两个相互串联的足够大的电容，两个电容的联结点便成为直流电源的中点。负载联结在直流电源中点和两个桥臂联结点之间。逆变电路原理图如图2-2所示。图2-2 单相半桥电压型逆变电路原理图设开关器件T和T的栅极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，且二者互补。当负载为感性时，输出电压为矩形波，其幅值为。输出电流i波形随负载情况而异。设t时刻以前T为通态，T为断态。t时刻给T关断信号，给T开通信号，则T关断，但感性负载中的电流i不能立即改变方向，于是VD导通续流。当t时刻i降为零时，VD截止，T开通，i反向。同样，在t时刻给T关断信号，给T开通信号后，T关断，VD先导通续流，t时刻T才开通。各段时间内导通器件的名称标于图的下部，波形如图2-3所示。图2-3 单相半桥电压型逆变电路工作波形T和T为通态时，负载电流和电压同方向，直流侧向负载提供能量，而当VD或VD为通态时，负载电流和电压反向，负载电感中贮藏的能量向直流侧反馈，即负载电感将其吸收的无功能量反馈回直流侧。反馈回的能量暂时储存在直流侧电容器中，直流侧电容器起着缓冲这种无功能量的作用。因为二极管VD、VD是负载向直流侧反馈能量的通道，故称为反馈二极管，又称为续流二极管2。2.4.2 三相逆变桥电路部分的设计三相逆变器系统的主电路设计如图2-4所示。图2-4 三相桥式逆变电路结构图电压型三相桥式逆变电路的基本工作方式也是180导电方式，即每个桥臂的导电角度为180，同一相(即同一半桥)上下两个臂交替导电，各相开始导电的角度依次相差120。这样，在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通。可能是上面一个臂下面两个臂，也可能是上面两个臂下面一个臂同时导通。因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行的，因此也被称为纵向换流。下面来分析电压型三相桥式逆变电路的工作波形。N为虚拟的一点，即在输入端两个电容中间的虚拟点，输入电压为。对于U相输入来说，当桥臂1导通时，当桥臂4导通时，。因此，的波形是幅值为的矩形波。V、W两相的情况和U相类似，、的波形形状和相同，只是相位依次差120。、以及的波形如图2-5的(a)、(b)、(c)、(d)所示。U相桥臂1和桥臂4之间的换流过程和半桥电路相似。上桥臂1中的T从通态转换到断态时，因负载电感中的电流不能突变，下桥臂4中的VD先导通续流，等负载电流降到零，桥臂4中的电流反向时，T才开始导通。负载阻抗角越大，VD导通时间越长。V、W相得情况与U相一样。图2-5 三相桥式逆变电路的工作波形在上述180导通方式逆变器中，为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源的短路，要采取“先断后通”的方法。即先给应关断的器件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间。死区时间的长短要视IGBT的开关速度而定，器件的开关速度越快，所留的死区时间就越短。这一“先断后通”的方法对于工作在上下桥臂通断互补方式的其他电路也是适用的。2.5 IGBT开关管及其驱动电路本设计采用的IGBT(绝缘栅双极晶体管)是一种新型复合型功率开关器件，是将MOSFET和GTR两类器件取长补短适当结合而成，通常称为Bi-MOS器件。2.5.1 IGBT的结构及工作原理图2-6所示的是IGBT的基本结构、等效电路和图形符号。如图2-6(a)所示，IGBT也是三端器件，具有栅极G、集电极C和发射极E。IGBT的基本结构是在N沟道VDMOSFET的漏极(N基板)上加一层P基板(IGBT的集电极)，因而形成一个大面积的PN结J。这样使得IGBT导通时由P注入区向N基区发射少子，从而对漂移区电导率进行调制，使得IGBT具有很强的流通能力。其简化等效电路如图2-6(b)所示，IGBT可以看成是N沟道VDMOSFET做输入级PNP晶体管作为输出级的单向达林顿晶体管。图2-6(b)中Rn为晶体管基区内的调制电阻。IGBT的驱动原理与电力MOSFET相似，是一种电压场控电力电子器件，其开关作用是通过加正向栅极电压(UGE于开启电压UGE（t h）)来形成沟道，给PNP晶体管提供基极电流，使IGBT开通。反之，如给栅极施加反向门极电压或不加信号时，沟道消失，流过反向基极电流，使得IGBT关断。而由PNP晶体管与N沟道VDMOSFET组合成的IGBT称为N沟道IGBT。电气符号如图2-6(c)所示3。 (a) (b) (c)图2-6 IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号（a）内部结构断面示意图 （b）简化等效电路 （c）电气图形符号2.5.1.1 IGBT的主要特点IGBT结合了MOSFET和GTR的优点，既具有输入阻抗高、速度快、热稳定性好，且驱动电路简单、驱动电流小等特点，又具有通态压降小、耐压高及承受电流大等优点，目前的IGBT容量已经超过了GTR。在要求快速、低损耗的领域，IGBT有取代MOSFET和GTR的趋势。2.5.1.2 IGBT的主要特性IGBT的基本特性主要有静态特性、动态特性。(1)静态特性：主要有伏安特性、饱和电压特性、转移特性和静态开关特性。如图2-7所示。IGBT的伏安特性是指以栅源之间的电压VGs为参变量时，漏极电流与门极电压之间的关系曲线，如图2-7(a)所示。输出漏极电流受栅源电压VGs的控制，VGs越高，ID越大。它与GTR的输出特性相似。也可分为饱和区(I)、放大区(II)和击穿特性(III)。在截止状态下的IGBT，正向电压由J结承担，反向电压由J结承担。如果无N缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT的某些应用范围。 (a) (b) (c) (d)图2-7 IGBT的静态特性(a)伏安特性 (b)饱和电压特性 (c)转移特性 (d)开关特性IGBT的饱和电压特性如图2-7(b)所示，由图可知，IGBT的电流密度较大，通态电压的温度系数在小电流的范围内为负，在大电流范围内为正，其值大约为1.4倍/l00C。IGBT的转移特性是指输出漏极电流ID与栅源电压VGs之间的关系曲线，如图2-7(c)它与MOSFET的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压VT时，IGBT处于关断状态。在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内，ID与VGs呈线性关系;只有当栅源电压接近开启电压VT时，才呈现非线性关系，此时漏极电流已相当小;当栅源电压VGs小于开启电压VT时，IGBT处于关断状态。加在栅源间的最高电压由流过漏极的最大电流所限定。一般电压的最佳值可取15V左右。IGBT的静态开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系，如图2-7(d)。当栅源电压大于开启电压，IGBT处于导通状态时，由图2-6(b)可以看出，IGBT由GTR晶体管和MOSFET组成达林顿结构，其中GTR为主晶体管，MOSFET为驱动元件。电阻Rdr介于GTR晶体管基极和MOSFET漏极之间，它代表N漂移区电阻，一般称为扩展电阻。与普通达林顿结构不同，在等效电路中流过MOSFET的电流是IGBT总电流的主要部分。在这种情况下，通态电压VDS(on)可用式(2-1)表示： (2-1)式(2-1)中VJ是J结的正向电压，其值为0.7-1V;Vdr是扩展电阻Rdr上的压降:Ron是沟道欧姆电阻。与功率MOSFET相比IGBT通态压降要小得多，耐压1000V的IGBT约有25V的通态压降，这是因为IGBT通态下漏区的电导调制效应。电导调制效应是指当集电结反向电压增大时，集电结的空间电荷区加宽，这就引起基区有效宽度变窄。因而载流子在基区复合的机会减小，所以基极电流随集电极反偏电压增大而减小，也就是基区有效电导减小。当VGsVT时，IGBT处于阻断状态，只有很小的泄漏电流存在，外加电压由J结承担，这种阻断状态与功率MOSFET基本一致。 (2)动态特性。IGBT的动态特性包括开通过程和关断过程两个方面。如图2-8所示，从驱动电压VGE 的前沿上升至其幅值的10%的时刻，到集电极电流IC上升至其幅值的10%的时刻止，这段时间为开通延迟td(on)。而IC 从10%ICM 上升至90%ICM所需的时间为电流上升时间tr。同样，开通时间ton为开通延迟时间与电流上升时间之和。同时，开通时，集射电压VCE的下降过程分为tfv1和tfv2两端。前者为IGBT中MOSFET单独工作的电压下降；后者为MOSFET和PNP晶体管同时工作的电压下降过程。只有在tfv2段结束时，IGBT才完全进入饱和状态。IGBT开通过程中大部分时间是作为MOSFET来运行的。实际应用中给出的漏极电流开通时间为式(2-2)： (2-2)IGBT关断时，从驱动电压VGE 的脉冲后沿下降到其幅值的90%的时刻起，到集电极电流下降至90%ICM止，这段时间为关断延迟时间td(on);集电极电流从90%ICM 下降至10%ICM 这段时间为电流下降时间，二者之和为关断时间。电流下降时间可分为tfi1 和tfi2 两段。其中tfi1对应IGBT内部的MOSFET 的关断过程，此时间段内IC下降较快；tfi2对应IGBT内部的PNP晶体管的关断过程，此时间段IC下降较慢。实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间为式(2-3)： (2-3)图2-8 IGBT的开关过程波形图2.5.1.3 IGBT的主要性能参数IGBT的主要参数包括：(1)最大集射极间电压UCES：这是由器件内部的PNP晶体管所能承受的击穿电压所确定的。(2)最大集电极电流：包括额定直流电流ICE和1ms 脉宽最大电流ICP。(3)最大集电极功耗PCM：在正常工作温度下允许的最大耗散功率4。2.5.1.4 IGBT的擎住效应和安全工作区在 IGBT 的内部寄生着一个晶闸管，在晶闸管内的NPN晶体管的基极和发射极之间存在体区短路电阻，当超过额定集电极电流时，由于电阻的压降过大会导致栅极失去对集电极电流的控制作用，导致集电极电流过大，造成器件功耗过高而损坏，这种现象被成为擎住效应或自锁效应。引发擎住效应的原因可能是集电极电流过大(静态擎住效应)，也可能是过大(动态擎住效应)，温度升高也会加重产生擎住效应的危险。动态擎住效应比静态擎住效应所允许的集电极电流还要小，因此，所允许的最大集电极电流实际上是根据动态擎住效应而确定的。根据最大集电极电流、最大集射极间电压和最大集电极功耗可以确定IGBT在导通工作状态的参数极限范围，即正向偏置安全工作区(FBSOA)，导通时间长、发热严重则安全工作区变窄；根据最大集电极电流、最大集射极间电压和最大允许电压上升率可以确定IGBT在阻断工作状态下的参数极限范围，即反向偏置安全工作区(RBSOA)。它随IGBT 关断时的而改变，过高的会使IGBT 产生动态擎住效应，因此越大,RBSOA越小。在应用IGBT时,尽量使其工作在安全工作区以内5。2.5.2 IGBT开关管的驱动及保护三相逆变器中，一个优化的驱动器在功率变换系统中是不可或缺的，他是功率晶体管和控制器之间非常重要的接口电路，因此，选择适当的驱动电路就和逆变器整体方案的可靠性密切相关，与此同时，驱动电路还要具备最广泛的系统适应性和用户接口的友好性。驱动器主要完成以下三个方面的功能，首先是要有驱动功能，为IGBT开关提供足够大的驱动电流，保证IGBT能在它的控制下可靠地开通和关断；另外，驱动器还要具有对IGBT的保护功能，当IGBT发生短路和过流时，驱动器能在最短时间关断IGBT，保护功率器件，除此之外，由于IGBT通常是工作在高电压和大电流的工作环境，驱动器件为控制电路与功率电路之间的连接桥梁，必须要有电气隔离的功能，保证控制电路不会受主电路的干扰和影响。同时驱动器还要考虑灵活性、性能与价格之间的关系。2.5.2.1 IGBT对栅极驱动电路的要求功率器件的不断发展，使得其驱动电路也在不断地发展，相继出现了许多专用的驱动集成电路。IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路来产生。选择驱动电路时，必须基于以下参数来进行：器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。图2-9为一种典型的IGBT驱动电路原理示意图6。图2-9 典型的IGBT栅极驱动电路因为IGBT栅极拟发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行触发，不过由于IGBT输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压要高。本设计对IGBT栅极驱动电路的要求主要有：(1)栅极驱动电压IGBT开通时，正向栅极电压的值足够令IGBT产生完全饱和，并使得通态损耗减至最小，同时也应限制短路电流和它所带来的功率应力。在任何情况下，开通时的栅极驱动电压，应该在1220V之间。当栅极电压为零时，IGBT处于断态。但是，为了保证IGBT在集电极发射极电压上出现噪声时仍保持关断，必须在栅极上施加一个反向关断偏压，采用反向偏压还减少了关断损耗。反向偏压应该在-515V之间。(2)串联栅极电阻(Rg)选择适当的栅极串联电阻对IGBT栅极驱动相当重要。IGBT的开通和关断是通过栅极电路的充放电实现的，因此栅极电阻值将对IGBT的动态特性产生极大的影响。数值较小的电阻使栅极电容的充放电较快，从而减小开关时间和开关损耗。所以，较小的栅极电阻增强了器件工作的耐固性(可避免带来的误导通)，但与此同时，它只能承受较小的栅极噪声，并可能导致栅极-发射极电容和栅极驱动导线的寄生电感产生振荡。(3)栅极驱动功率开关IGBT要消耗来自栅极电源的功率，其功率受栅极驱动负、正偏置电压的差值、栅极总电荷QG和工作频率fs的影响。电源的最大峰值电流IGPK为式(2-4)： (2-4)电源平均功率为式(2-5)： (2-5)2.5.2.2 IGBT开关管的驱动通过对IGBT开关管驱动的集成电路的比较，把逆变单元IGBT的驱动和主电路电流的检测分别由不同的电路来完成，既可以提高逆变器的性能，又可以提高IGBT的工作效率，使得IGBT更好地在安全工作区工作。因此，本设计采用了富士公司生产的EXB8系列的EXB841驱动集成芯片。EXB841集成芯片是专用于IGBT的集驱动、保护等功能域一体的复合集成电路，EXB841属于高速型，可以驱动400A、600V的功率IGBT模块，驱动电路中的信号延迟1.5s，具有以下特点：(1)可用于达到40kHz开关频率工作的IGBT。(2)内置的光耦可隔离高达2500V/min的电压。(3)单电源的供电电压使其应用起来更为方便。(4)内置的过流保护功能使得IGBT能够更加安全地工作。(5)具有过流检测输出信号。(6)单列直插式封装使得其具有高密度的安装方式7。图2-10 EXB841 封装引脚图如图2-10所示，EXB841为单列直插厚膜封装，有15个外部引脚(引脚12和13为空)。引脚名称及功能详见表2-1。表2-1 管脚名称类型及功能说明引脚号名称功能或用法1驱动脉冲输出相对地端使用中接被驱动的IGBT发射极2输出功率放大级电源连接端使用中接用户提供的+20V电源3驱动脉冲输出端接被驱动的IGBT的栅极4、7、8、10、11空端使用中悬空5过电流保护动作信号输出端接用户外接报警光耦合器一次侧二极管的阴极6过电流保护取样信号连接端通过一个快恢复二极管接被动的IGBT集电极9驱动输出级电源地端接+20V电源地端，该地应与引脚14与15脉冲的参考地端电位隔离14驱动信号输入连接负端接用户脉冲形成部分的地(或脉冲形成部分的输出端)15驱动信号输入连接正端通过一个电阻接用户脉冲形成部分的脉冲输出端(或脉冲形成部分的正电源)图2-11 EXB841内部功能框图如图2-11所示，EXB841的内部功能模块主要分为以下几部分：(1)信号隔离电路：在驱动信号输入脚(引脚14和15)之间，有一个高隔离电压的光耦合器，可以承受 2500V/min的故障电压。当驱动电路端发生故障击穿时，与之连接的控制电路由于光耦合器的隔离作用而不会损坏。(2)过流保护电路：过流保护电路分为两块：过流检测电路和过流软关断电路。过流检测电路：IGBT仅能抵抗10s的短路过流，所以必须有极快的保护电路。在EXB841内部装有一个过流检测电路，采用集电极电压检测法来监控过流的发生。引脚6通过一个快速二极管连接到IGBT的集电极，用于过流的检测。图2-12描述EXB841的过流检测逻辑。图2-12 集电极电流检测法逻辑图由图2-12可知，当且仅当IGBT处于导通状态时，集电极电压VCE为高时，EXB841判断为出现过流，过流软关断电路同时进入工作状态。(3)过流软关断电路：当IGBT出现过流故障时，如果以正常速度关断IGBT，在大电流的情况下(特别是带有感性负载时)由于很大，易发生擎住效应而使IGBT损坏。因此，在出现过流时，应该采用软关断的策略，即延长IGBT的关断时间，减小，避免擎住效应的发生。在过流软关断电路动作的同时，引脚5向外输出过流保护信号，便于外围电路的协同工作。驱动电压产生电路：IGBT是电压控制型器件，推荐的开通和关断驱动电压为+15V和-5-10V。引脚14和15接受来自控制电路发出的IGBT开断信号，通过其内部电路的转换，输出控制IGBT开通与关断的电压信号8。EXB841内部电路原理图如图2-13所示：图2-13 EXB841内部电路原理图当EXB841的14脚和15脚有10mA 的电流流过1s以后IGBT正常开通，VCE下降至3V左右，6脚电压被钳制在8V左右，由于VS稳压值是13V，所以不会被击穿，V不导通，E点的电位约为20V,二极管VD截止，不影响V和V正常工作。当14脚和15脚无电流流过，则V 和V导通，V的导通使V截止、V导通，IGBT栅极电荷通过V迅速放电，引脚3电位下降至0V，是IGBT栅-射间承受5V左右的负偏压，IGBT可靠关断，同时VCE的迅速上升使引脚6“悬空”。C的放电使得B点电位为0V，则VS仍然不导通，后续电路不动作，IGBT正常关断。如有过流发生，IGBT的VCE过大使得VD截止，使得VS击穿，V导通，C通过R7放电，D点电位下降，从而使IGBT的栅-射间的电压VGE降低，完成慢关断，实现对IGBT的保护。由EXB841实现过流保护的过程可知，EXB841判定过电流的主要依据是6脚的电压，6脚的电压不仅与VCE有关，还和二极管VD的导通电压Vd有关9。表2-1 EXB841的电气特性项目符号EXB841(高速)单位MinTypMax导通时间11.5s导通时间21.5s过流保护电压7.5s过流保护延迟时间10s报警延迟时间1s反向偏置电源电压5s表2-1列举了EXB841的电气特性。使用时必须严格遵照和考虑这些参数，才能使EXB841的功能得到完善的应用。图2-14 EXB841构成的IGBT驱动电路和保护电路图图2-14中EAR-10是反向恢复时间为150ns的快速恢复二极管，正向导通压降为3V。如果采用其他不满足这种性能指标的二极管，将会降低驱动保护电路过流保护的速度，造成过流保护的失败。图中RS触发器采用CD4043构成，与门采用74LS09构成，TLP521为快速光耦。保护电路部分中，TLP521的信号延迟时间为2-3s，CD4043的信号延迟时间最大为几百个ns。因此，保护电路在信号响应上是足够快的。当IGBT发生过流时，EXB841的5脚电平由高变低，RS触发器S端变为高电平，输出端Q输出高电平，经过三极管，加到与门上的电平为低电平，封锁EXB841的输入信号，达到及时撤出栅极信号、保护IGBT的目的。图2-14中在RS触发器的R端加了复位按钮，发生故障时，RS触发器将Q端输出的高电平锁住，当排除故障后，可以按动复位按钮，解除对栅极控制信号的封锁。2.6 滤波电路设计2.6.1 滤波电路的要求逆变器和交流变换器的输出电压波形，除了基波分量外还含有谐波分量。方波中含有各次奇次谐波，其中THD（电流的总谐波畸变）为48%；阶梯波中含有2kn1次谐波；脉宽调制波消除了低次谐波，但含有高次谐波。为了使输出电压波形正弦化和THD或单次谐波含量降低到允许值，必须设置输出滤波器。如果负载恒定，滤波器的设计容易；如果负载变化范围宽且要求谐波含量低，滤波器的设计就困难，其体积和重量将很大10。对滤波器设计的基本要求是：(1)输入电流和输出电压THD或单次谐波含量均应降低到允许的范围。(2)不至过分增加整体的设计容量，即滤波容不会过多增加功率开关电流。(3)滤波电感基波压降小，负载变化所引起的输入、输出电压波动小。(4)滤波器体积小、重量小、成本低。2.6.2 输出滤波器的设计本设计的输出滤波器采用单级LC低通滤波器,其原理图如图2-15所示。单级LC交流输出滤波器由三个单相滤波器组成，具体分析单相LC滤波器就可以完成三相滤波器的设计，图2-16为单相LC滤波电路，也叫常K型型低通滤波器。串臂阻抗Z与并臂阻抗Z的乘积，一旦，值确定后，K为常数、不随频率变化。图2-15 单级LC交流输出滤波器由于具有阻抗平方量纲，故常数K也可用滤波器的另一重要参数R表示： (2-6) (2-7)四端网络在输入端、输出端均处于阻抗匹配时工作最好，图2-16所示的四端网络的输入端、输出端特性阻抗分别表示为为式(2-8)、式(2-9)： (2-8) (2-9)当=0时，故R是频率为零时的特性阻抗，称之为标称特性阻抗。传通条件为，即，故可得式(2-10)： (2-10)当时，必定为零，此为通频带的最低角频率：当时，则，此为通频带的最高角频率，即为滤波器截止频率。因，可得滤波器的截止频率如式(2-11)： （2-11）因此，当时，滤波器的衰耗为零；当时，滤波器开始有衰耗，衰耗常数为式(2-12)： (2-12)和值的确定：由式2-6、2-11可得 (2-13) (2-14)与的值，取决于与R的选择。实际中的选取要低到三次或二次谐波频率才能得到满意的正弦波形状。当输出电压基波频率为50Hz时，通常选在100400Hz左右。R的选取则为R=(0.50.8)RL(负载电阻)。当逆变器的输出功率和输出电压已知时，RL就是已知量，则滤波器的标称特性阻抗R即可选定，将其带入式2-13、2-14即可确定与的值。从而可以确定三相输出滤波器的构成11。图2-16 单相LC低通滤波器第3章 PWM控制电路的设计3.1 脉宽调制(PWM)技术3.1.1 PWM基本脉宽调制原理PWM(Pulse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)。 （a） (b) (c) (d)图3-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。例如图3-1(a),(b),(c)所示的3个窄脉冲形状不同,其中图3-1(a)为矩形脉冲，图3-1(b)为三角形脉冲，图3-1(c)为正弦半波脉冲，但他们的面积(即冲量)都等于1，那么，当他们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。当窄脉冲变为图3-1(d)的单位脉冲函数(t)时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数12。面积等效原理是PWM控制技术的重要理论基础，其基本原理就是输入的控制脉冲形状不同，但面积相等，这些形状不同的输入脉冲加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同，如果输入脉冲变为单位脉冲函数时，环节响应即为该环节的脉冲过渡函数。所谓的SPWM波形就是与正弦波形等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形如图3-2 所示，等效的原则是每一区间的面积相等。如图把一个正弦波分作几等分(如图3-2上图中，n=12)然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合(如图3-2下图所示)，这样由几个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波等效，称作SPWM 波形。同样，正弦波的负半周也用同样的方法与一系列负脉冲波等效2。图3-2 与正弦波等效的等幅不等宽矩形脉冲序列波图3-3为SPWM滤波线为等效正弦波,SPWM脉冲序列波的幅值为,各脉冲不等宽，但中心间距相同为，n为正弦波半个周期内的脉冲数，令第个矩形脉冲宽度为,其中心点相位角为，则根据面积相等的等效原则，可分成： 当n值较大时：这就是说，第个脉冲的宽度与该处正弦波值近似成正比，因此半个周期正弦波的SPWM 波是两侧窄，中间宽，脉宽按正弦规律逐渐变化的序列脉冲波形。图3-3 单极式SPWM电压波形3.1.2 双极性SPWMPWM波分为调制法和计算法，本设计采用双极的控制方法，图2-4是本设计采用的三相桥式PWM型逆变电路，采用双极性控制方法。U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波，三相的调制信号、和依次相差120。U、V和W各相功率开关器件的控制规律相同，现以U相为例来说明。当时，给上桥臂V以导通信号，给下桥臂V以关断信号，则U相相对于直流电源假想中点N的输出电压。当时，给V以导通信号，给V以关断信号，则。V和V的驱动信号始终是互补的。当给V(V)加导通信号时，可能是V(V)，也可能是二极管VD(VD)续流导通，这要由阻感负载中的电流的方向来决定，V相和W相的控制方式和U相相同。图3-4为三相电压中U相的调制波形。在电压型逆变电路的PWM控制中，同一相上下两个臂的驱动信号都是互补的。但实际上为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两个臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区的时间长短主要由功率开关器件的关断时间来决定。这个死区时间将会给输出的PWM波带来一定影响，使其稍稍偏离正弦波13。图3-4 三相双极式SPWM波形3.2 三相SPWM控制器SM2001芯片SM2001是可产生三相驱动波形的大规模集成电路。它的工作频率宽，合成正弦谐波小，调节方便、准确，保护电路完善，无需外部元件，且有普通正弦波和高效电机驱动波两种波形的选择，可以广泛应用与三相SPWM波形驱动的功率控制电路中。3.2.1 芯片的主要性能及特点SM2001是全数字化设计、全数字化电路。它通过传输速率可达1MHz的高速三线同步串行接口，实现单片微机的参数化控制，需要占用的微机资源很小。SM2001采用双边沿规则采样产生PWM调制波，频率范围为200Hz(当时钟为20MHz时)，分辨率8位；载波频率可多级选择，最高能达到38kHz；还可自定义死区时间和窄脉冲时间，范围是0.05-25.6s。SM2001采用外部时钟驱动，能够与单片机公用一个晶体谐振器，最高工作频率可达24MHz。三相PWM输出的电平是负脉冲有效，无效时保持高电平，脉冲驱动信号可达20MHz,能直接驱动光耦，并且PWM波形调整快，在一个周期内即可转换完毕。该芯片具有完善的多级保护电路，保护动作灵敏(典型反应时间小于两个时钟周期)14。3.2.2 芯片引脚功能图3-5 SM2001外形与管脚SM2001采用18脚DIP封装，其引脚说明如表3-1所列，外形与引脚如图3-5所示。在图中，CLK是外部时钟输入脚，它可与单片机共用一个晶振，也可独立使用晶振(最高频率24MHz)。高速三线同步串行接口分别是串口片选CS、串口时钟脚CK及串口数据脚DA，该串口可与标准三线串行接口连接，也可利用通过I/O口模拟。WVS为波形选择位，用于选择PWM驱动波形：纯正弦与高效准正弦波，后者多用于交流电机驱动场合15。各个管脚功能如表3-1所示。表3-1 管脚名称类型及功能说明引脚号符号名称1CLK外部时钟输入脚2RST复位脚，为低时复位芯片3CS串口片选脚，低通讯有效4CK串口时钟脚，上升沿锁入数据5DA串口数据脚6OE输出控制脚，为高允许PWM输出7INT异常中断脚，下降沿触发8WVS内部波形选择，高效/普通9GND数字地10GN输出地11WB相下桥臂驱动脚12VB相下桥臂驱动脚13UB相下桥臂驱动脚14WT相上桥臂驱动脚15VT相上桥臂驱动脚16UT相上桥臂驱动脚续表3-1引脚号符号名称17VDD正电源（5V）18VDD正电源（5V）3.2.3 芯片的内部结构图3-6 SM2001内部逻辑框图SM2001的内部结构如图3-6所示。它将来自于串口的控制指令进行解释，自动产生寻址信号，根据用户的选择自动从两个波形发生器中取出波形数据与幅度因子相乘，将结果送入PWM波形发生器中，PWM波形发生器再根据死区时间和窄脉冲的设置自动产生符合要求的三相PWM驱动波。SM2001内部还具有完善的启动和保护电路，在复位脉冲和串口指令设置完成后，必须向启动寄存器发送开启指令，PWM波形发生器才开始产生驱动脉冲。此外，OE为输出允许控制脚，只有当OE为高时驱动脉冲才可输出至UT、UB、VT、VB、WT、WB引脚上。实际运行中，若外界故障信号触发了INT端，则SM2001将立刻停止驱动脉冲。待故障查明、发布输出启动指令后，SM2001才能重新开始工作，从而尽可能保护功率元件的安全。3.3 SPWM控制电路设计3.3.1 控制电路结构图图3-7 SPWM波形控制结构电路图3.3.2 控制电路工作过程在完成芯片的各项参数的初始化设置后，通过往地址110中写入5FH，即可以开启芯片的SPWM输出。以后的参数改变，一旦写入寄存器即立即表现出来，不必再使用开启命令。在SM2001的设置中，有一条开启指令，在所有的初始化参数设置完成后，芯片并不是立即产生输出波形，只有在开启命令发布后，SPWM波形才会输出，这是为了防止在系统未完成初始化时有错误的波形产生。而一旦开启SPWM的输出后，再进行参数设置时，SPWM的变化将立即出现，不再需要开启命令了。SM2001寄存器是通过一个三线同步串行接口进行设置的。A0A1A2D0D1D2D3D4D5D6D7，寄存器选择寄存器数据。当片选CS为