5KW降压型DCDC变换器硬件设计——毕业论文

武 汉 理 工 大 学 毕 业 设 计（ 论 文 ）摘 要随着电子产品与人们工作和生活的关系日益密切，便携和待机时间长的电子产品越来越受到人们的青睐，它们对电源的要求也越来越高。DC/DC开关电源模块是一种正在快速发展的功率集成电路，具有集成度高、综合性能好等特点,具有很好的市场前景和应用价值。本论文在研究开关电源技术发展现状的基础上，设计了一种Buck型DC/DC开关电源。首先对Buck型电路拓扑工作原理和开关电源常用控制方式进行了详尽的分析。在整个拓扑结构设计完成后，又着重研究了电源的控制方案，并使用SG3525芯片完成了控制回路的具体电路设计。为了减小高频开关过程带来的损耗，本文对软开关进行了较为深入的研究。在整个开关电源设计完成后，使用了MATLAB软件对整个系统进行了仿真，验证了其各方面均已达到所定指标。最后，为了将电源实用化，设计了整个电源的PCB板图。关键词：开关电源 ；DC/DC；Buck；软开关；MATLAB；PCBABSTRACTAs electronic products has a more and more closer relationship with peoples work and live, portable and standby time of electronic products has been more and more loved by the people,their requirements of power is also high at the same time. DC/DC switch power supply module is a rapid development power integrated circuit.It has a characteristic of high integration and good comprehensive performance, has the very good market prospect and application value.This paper design a Buck type DC/DC switch power supply based on the study of the development of the switch power technology.At first,this paper give a detailed analysis of the working principle and switch power supply common control mode of Buck-type circuit topology. After the whole topology structure design is completed, the paper focused on the research of the power control scheme,and use SG3525 chips to design the specific circuit of the control loop.In order to reduce the losses caused by high frequency switching process, this paper gives a deep study of soft-switching. After the whole switch power supply design is completed, using MATLAB software to simulate the entire system to verify its various aspects have reached on index.At last, in order to supply the practical switch power,designing the PCB figure of the whole power supply.Key words: Switching Power Supply; DC/DC; Buck; Soft-switching; MATLAB; PCB1 绪论1.1课题研究的目的与意义电源是电子设备的心脏部分，其质量的好坏直接影响着电子设备的可靠性，而且电子设备的故障60%来自电源。因此，电源越来越受到人们的重视。现代电子设备使用的电源大致有线性稳压电源和开关稳压电源两大类。所谓线性稳压电源，就是其调整管工作在线性放大区，开关稳压电源的调整管工作在开关状态。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。从上世纪90年代以来开关电源相继进入各种电子和电器设备领域，计算机、通讯、电子检测设备电源、 控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源。由于其高效节能可带来巨大经济效益，从而得到迅速推广。分布式电源的发展及与IT技术的结合，对传统的电路系统造成巨大的影响，带来了对电路系统概念的革新，在同一电路系统中越来越广泛地使用分布式开关电源，使电路技术产生显著进步，形成了新型的专项技术。DC/DC开关电源技术是分布式开关电源的关键技术，与传统的线性电源相比，DC/DC开关电源具有高效率、高可靠性、体积小、响应速度快、稳定性高、内在限流保护等优点，使其在电源管理芯片中得到了广泛的运用。本课题研究 DC/DC开关电源的目的就是要瞄准DC/DC电源产业化发展方向，仿真Buck型DC/DC开关电源。1.2开关电源技术国内外研究现状开关电源的发展已有30多年历史，早期的产品开关频率很低，成本昂贵，仅用于卫星电源等少数领域。20世纪60年代出现过晶闸管相位控制式开关电源，70年代由分立元件制成的各种开关电源，均因效率不够高、开关频率低、电路复杂、调试困难而难于推广、使之应用受到限制。70年代后期以来，随着集成电路设计与制造技术的进步，各种开关电源专用芯片大量问世，这种新型节能电源才重获发展。将控制、驱动、保护、检测电路一起封装在一个模块内。由于外部接线、焊点减少，可靠性显著提高。集成化、模块化使电源产品体积小、可靠性高，给应用带来极大方便。电源的集成化，使得它被广泛应用于电子计算机、通信、航天、彩色电视机等领域中。随着半导体技术和微电子技术的不断发展，集成度高、功能强大的大规模集成电路的不断出现，使电子设备的体积在不断的缩小，重量在不断的减轻，与之相比，电源要笨重的多。在现代电子产品中，电源体积要比微处理器大几十倍，如何减小开关电源的体积 ，面临着新的挑战，提高频率也是开关电源要面临的问题。理论分析和实践经验表明，电器产品的体积、重量随供电频率的平方根成反比的减少，所以当把频率从50HZ提高到20KHZ，提高400倍，用电设备的体积、重量大体上降至高频设计的5%-50%。但是，频率提高以后，对整个电路中的元器件又将有新的要求，因此高频工作下的有关电路元器件也有待于进一步的研究。国外开发电源管理芯片的厂商很多 ，主要有IRMAXIM，ST ，TI 等,他们的产品都已经非常成熟,能够提供高质量、全系列的电源管理芯片,包括升压、降压、升降压,固定、可调输出，不同负载能力的芯片。目前，手机、数码相机、MP3 播放器、以及个人电脑等便携式设备的需求量的逐年增大，带动适合于电池供电电源管理芯片的发展。凌特，TI，INTERSIL等公司根据市场需求，开发出了大量适合于便携式设备的电源管理芯片，如凌特公司的同步降压型稳压LTC412A，工作频率高达4MHZ，效率高达95%，在输出电压低至0.8V时，输出电流高达3A 。我国对开关稳压电源的研制工作开始于60年代初期，70年代起，我国在黑白电视机 、中小型计算机中开始应用5V，20-200A，20KHZ，AC/DC开关电源。80年代进入大规模生产和广泛应用阶段，并开发研究 0.5-5MHZ准谐振型软开关电源。80年代末，我国通信电源大规模更新换代，传统的铁磁稳压整流电源和晶闸管相控稳压电源为大功率AC/DC开关电源所取代，并开始在办公室自动化设备中得到应用。90年代我国又研制开发了一批新型专用开关电源，如卫星上用的开关电源、远程火箭控制系统用的DC/DC开关电源等。在国内，由于信息、家电领域，特别是电信领域的迅猛发展，推动了电源市场的发展。我国在上述领域普遍采用了开关电源。其中，通信 DC/DC电源是增长速度最快的一部分。预计中国开关电源市场总额在亿元人民币以上，模块电源所占的比例将会越来越大。国内开关电源自主研发及生产厂家有300多家，形成规模的有十多家。具有代表性的有上海岭芯微以便携式和大功率DC/DC的LDO、升压、降压、充电、电荷泵、模拟开关、LED背光等国产开关电源为主。国产电源芯片已占据了相当市场，并有少量开始出口。然而，同国产手机、DVD机产业一样，其红红火火的表象难掩其缺乏核心芯片技术的尴尬 。1.3开关电源未来发展趋势随着技术的进步，DC/DC开关电源朝着高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化方向发展：（1）专用化：对通信电源等大功率系统，采用集成的开关控制器和新型的高速功率开关器件，改善二次整流管的损耗、变压器、电容器小型化，达到最佳的效率。对于小型便携式电子设备，则主要是单片集成开关电源的形式，采用新型的控制方式和电路结构来减小器件体积 、减小待机功耗，提供低输出电压、高输出电流，以适应微处理器和便携式电子设备等产品电源系统的供电要求。（2）高频率 ：随着开关频率的不断提高，开关变换器的体积也随之减少，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率DC/DC转换器的开关频率将上升到MHZ。但随着开关频率的提高，开关元件和无源元件损耗的增加、高频寄生参数以及高频电磁干扰（EMI）等新的问题也将随之产生，因此实现零电压导通（ZVS）、 零电流关断（ZCS）的软开关技术将成为开关电源产品未来的主流。（3）高可靠：开关电源比线性电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器、开关管及高频变压器等决定电源的寿 命。追求寿命的延长要从设计方面着手，而不是依赖使用方。美国德州仪器、安森美、美信等公司通过降低结温、减少器件的电应力、降低运行电流等措施使其DC/DC开关电源最新的系列产品的可靠性大大提高，产品平均无故障工作时间高达10万小时以上。（4）低噪声：与线性电源相比，开关电源的一个缺点是噪声大，单纯追求高频化，噪声也随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以高频化，又可以降低噪声。但谐振转换技术也有其难点，如很难准确控制开关频率、谐振时增大了器件负荷、场效应管的寄生电容易引起短路损耗 、元件热应力转向开关管等问难以解决。（5）抗电磁干扰:当开关电源在高频下工作时,噪声通过电源线产生对其它电子设备的干扰,世界各国己有抗电磁干扰的规范或标准,如美国的FCC,德国的VDE等,研究开发抗电磁干扰的开关电源日益显得重要。1.4论文主要研究内容本课题的主要工作是DC/DC开关电源电路的设计，在查阅大量有关文献的基础上设计一种带有软开关结构的Buck变换器开关电源并通过MATLAB仿真验证了设计的正确性。本论文的结构安排如下，第一章为绪论，叙述了当今开关电源的研究现状及发展趋势；第二章对几种DC/DC开关电源拓扑结构进行了介绍，然后通过比较选择确定了本设计采用的拓扑结构；第三章阐述了Buck拓扑的工作原理以及参数整定的方法，并具体介绍出电路中各元件的参数。除此之外，还对软开关环节做了深入的分析；第四章详细描述了Buck变换器的控制模式，并对控制电路及其他一些辅助电路进行了设计；第五章使用MATLAB软件建立了开关电源的模型并进行了仿真，验证了设计的正确性；第六章运用Protel软件绘制了开关电源的板图。2 直流斩波电路的选型2.1 常用直流斩波电路拓扑研究直流斩波电路（DC Chopper）是指将一种直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直流-直流变换器（DC/DC Converter）。一般指直接将直流电变为另一直流电，不包括直流交流直流。开关电源常用的基本拓扑约有14种，其中基础的拓扑包括：Buck、Boost、Buck-Boost。其余的拓扑结构可由这三种拓扑结构变化得到。每种拓扑都有其自身的特点和使用场合。其中有些适合小功率输出(120V AC）,有些适合于小于120V AC或者更低输入的场合；有些在高压直流输出（220V）或者多组输出(4-5组)场合较大的优势；有些在相同输出功率下使用器件较少或是在器件数与可靠性之间有较好的折中。较小的输入输出纹波和噪声也是选择拓扑经常考虑的因素之一。一些拓扑更适用于DC/DC变换器。选择时还要看是大功率还是小功率，高压输出还是低压输出，以及是否要求器件尽量少等。另外，有些拓扑自身有缺陷，需要附加复杂且难以定量分析的电路才能工作。因此，要适当选择拓扑，熟悉各种不同拓扑的优缺点以及适用范围是非常重要的。错误的选择会使电源设计一开始就注定失败。本次毕业设计要求设计一个5KW降压型非隔离DC/DC变换器，根据阅读的大量资料，提出以下两种设计方案。2.2 Buck拓扑结构及原理分析一种方案为采用最基本的Buck降压斩波电路。Buck降压斩波电路原理图如2-1所示：图2-1 Buck型拓扑结构工作原理：当开关打向1时，电源向负载供电，负载电压等于电源电压。当开关打向2时，电源与负载断开，负载电压为0。在实际中，常用电力电子器件来代替开关，如采用IGBT、MOSFET等，并使用续流二极管。这些器件长工作于开关状态，在一个周期内开关管高频率地通断，使得电源电压断续地加在负载上，设在一个周期内开关管开通的时间为，则输出电压的直流平均值为 （2-1）其中，为直流电源的电压，为输出电压的直流平均值。通过改变开关管在一个周期内的相对导通时间来改变负载承受的电压。一般可通过三种方式来控制输出电压：（1）脉冲宽度调制方式PWM保持不变（开关频率不变），改变输出电压（2）脉冲频率调制方式PFM保持不变，改变开关频率或周期调控输出电压（3）混合调制方式和都可调，同时改变两者来控制输出。2.3 桥式拓扑结构及原理分析另有一种方案是采用桥式可逆斩波电路。对相同结构的基本斩波电路进行组合，可构成多重多相斩波电路，使斩波电路的整体性能得到提高。桥式可逆斩波电路是将两个电流可逆斩波电路组合起来，常用于向直流电机提供电压，可使直流电机实现四象限运行。其电路原理图2-2如下：图2-2 桥式可逆斩波电路原理图该电路通过控制4个开关管在不同时刻通断来改变基本电路拓扑，实现不同的功能。使V4保持通时，等效为下图2-3所示的电流可逆斩波电路，提供正电压，可使电动机工作于第1、2象限。 图2-3 电流可逆斩波电路 使V2保持通时，V3、VD3和V4、VD4等效为又一组电流可逆斩波电路，向电动机提供负电压，可使电动机工作于第3、4象限 。2.4 主电路拓扑结构选型提出的两个电路拓扑均为降压型DC/DC变换器，且电路拓扑中没有使用变压器等电路隔离设备，都满足设计要求。通过比较两种电路拓扑的优缺点发现，Buck变换器具有结构简单，电力电子器件较少，由此带来成本低、开关损耗小等好处，但是其只能提供和电源电压同向的电压，这样一来对要求正反转的负载完全不适用。相比之下，桥式斩波电路可分别向电动机提供正向和反向电压，使电动机四象限运行，但它的缺点在于动用开关管数量多且损耗大，并且给在电路控制方面要考虑诸如环流、死区时间等因素，给控制电路的设计带来一定难题。综合比较这两种电路，并结合设计要求，最终决定选用Buck拓扑。其原因在于要求设计的DC/DC变换器并非用于带动电动机等需要正反转的负载，因此，考虑到成本及易实现性，决定采用Buck电路拓扑。在采用合适的控制措施后，可使变换器的输出精度达到设计要求。3 Buck拓扑主电路参数设计3.1 Buck变换器工作原理按照选定的方案，电路的拓扑决定采用Buck Chopper。Buck电路为斩波电路中一种最基本的拓扑形式，应用最为广泛，其具有结构简单，控制容易且易于实现等优点。Buck变换器有三种基本工作方式：一种是电感电流处于连续的工作模式；一种是电感电流处于断续的工作模式 ；还有一种是电感电流处于临界连续模式，即在开关管VT1导通期间电感L1储能，在开关管截止期间终止时电感电流刚好经续流二极管VD1、负载R释放完，也就是说在开关管截止期间终止时电感电流刚好降至零 。Buck电路这三种开关模式工作的等效电路如图3-1所示：图3-1 Buck三种模式状态下的等效电路 a）VT1导通；b）VT1关断；c）VT1关断后电感电流为0；首先讨论在电感电流连续条件下，Buck变换器的工作原理和各变量关系式。Buck变换器在电感电流连续时的等效电路如图3-1（a）、（b）所示，在这里假设开关管VT1、二极管VD1为理想器件，其开通时间、关断时间及通态压降均为零。电感、电容均为无损能元件。在开关周期T内，输入电压保持不变，输出电压除了很小的脉动纹波外，基本维持恒定。设VT1的开通时间为，关断时间为，占空比 ， （3-1） 其中，为开关周期。在电感电流连续状态下，相关回路上的电压和电流波形如图3-2（a）所示。在时刻，VT1加上正脉冲而导通，电感L1上所加的电压（为直流电源电压，为输出电压），由于为常数，且，此时，电感L1中的电流线性增长，其电流变化量为： （3-2）当时，电感电流达到最大值，其变化量为： （3-3） 图3-2 Buck变换器主要波形图a）电感电流连续；b）电感电流断续当时刻，VT1因基级脉冲驱动变负而断开，由电感的特性可知，电感电流不能突变为零，因此，电流而经二极管VD1、滤波电容C1和负载R继续流通，此时加在电感量端的电压为，电感电流线性下降，其变化量为： （3-4） 当时，电感电流达到最小值，因此在VT1截止期间，电感L1中电流变化量为： （3-5） 在电感电流连续的情况下，电感电流波形是一个三角波，一个周期内从最大电感电流至最小电感电流之间变化稳态时开关管VT1导通与截止期间的电感电流变化量相等，由上面式（2-3）及（2-5）可知，Buck变换器的输出电压表达式为 （3-6）假定变换器的损耗为0，即功率传输效率为100%，根据能量守恒原理，输入功率等于输出功率，可求得输入电流平均值与输出电流平均值之间的相关表达式为： （3-7）在电感电流连续情况下，电感电流的最大值和最小值由图3-2（a）可知：电感电流最大值： （3-8）电感电流最小值： （3-9）开关管VT1与续流二极管VD1的最大电流和等于电感电流的最大值，其最小值和等于电感的最小电流，因此，可求得开关VT1，续流二极管VD1的电流平均值和为： （3-10） （3-11）因为开关管的最大电流和二极管的最大电流均等于电感电流的最大值，即： （3-12）可计算出MOSFET VT1和二极管VD1最大电流与平均电流之比分别为： （3-13） （3-14）从上式（3-13）和（3-14）可以看出，当占空比D减小时，开关管最大电流与平均电流的比值增大，而续流二极管最大电流与平均电流的比值减小。当输出电压保持不变时，占空比的工作范围与输入电压的变化范围有关，假设MOSFET的饱和压降，则占空比D的范围为 （3-15）变换器输出滤波电容一直处于周期性充电、放电状态。一个周期内的平均电流为零。在一个周期内，电容器的充电电荷等于充电电流的时间积分值，其值为： （3-16）则输出电压的脉动值为 （3-17）由式(3-17)可知增加滤波电感和开关频率以及滤波电容，可以降低输出电压纹波。然而，由于滤波电容实际上存在等效串联电阻ESR和等效电感ESL，有时增加滤波电容器的容量，输出纹波降低不如增加滤波电感更为有效。在使用中应采用等效阻抗低的电容器做输出滤波。在考虑电容器等效串联阻抗的情况下，输出电压纹波的峰-峰值为： （3-18）同时，该式也给出了由给定电压纹波计算滤波电感的依据。 在计算出滤波电感后，再根据式（2-17）计算出滤波电容。理想情况下，开关管VT1和二极管VD1截止时的额定电压均等于输入电压，即： （3-19）电感电流断续是指在开关管在截止时间终止前电感电流就下降至零，并直到下一周期开始一直保持为零，如图3-2（b）所示，在电感电流断续的情况下，电压和电流的波形将发生较大变化。此时负载电流因电感储能所提供的电流终止而转为依靠输出滤波电容所储能量的放电电流提供。这时输出电压的表达式便不在式（3-6）的，因此，在实际运用中，一般希望电路保持在电感电流连续的状态下，这样也便于计算电路中各元件的参数值。在电感电流临界连续的条件下，其波形如图3-3所示： 图3-3 电感电流临界连续在该条件下，Buck变换器开关管VT1关断期间的终止点，即下一个周期开始的时刻点，电感电流刚好降为0。电感电流出现不临界连续点的条件，可以用如下方法求取，图3-2及式（3-9）中可看出，电感电流最小值为 （同式（3-9）而在图2-3中，此时的=0，则临界点的输出电流表达式为 （3-20）此时的负载电流为电感电流临界连续负载电流，用表示，欲使0，必须要求满足以下条件： （3-21）式（3-21）就是保证Buck变换器工作在电感电流连续状态的必要条件。负载电流小于该值时，电感电流将现不连续现象。同时，临界电流相应的Buck变换器的临界电感为： （3-22） 在电感电流连续模式下工作，负载电流下限受临界电流所制约。通常在设计Buck变换器时，重载时工作在电感电流连续状态；轻载时工作在电感电流断续状态。轻载时为避免输出电压上升，驱动脉冲宽度应通过反馈控制，使其变得足够窄。如输出脉冲不能相应变得很窄，实验发现会出现震荡或分频现象。在临界处输出电压有一个微小的抖动使稳定性变差。为了负载电流可朝最小方向扩大调节范围，可以增加滤波电感量或开关频率，降低临界电流。输出滤波电感的设计除考虑临界电流外，还必须考虑变换器输出电流纹波的要求。通常输出纹波电流的峰峰值在最大负载电流时，此时要求的输出滤波电感可按下式计算： （3-23）3.2 元件具体参数设计本次毕业设计要求设计一个非隔离型5KW降压型DC/DC变换器。其参数为：输入50-100V，输出48V，输出电压与电流纹波均不超过10%。首先计算主电路中滤波电感与滤波电容的参数。在此之前，有必要先选定开关管的开关频率。MOSFET采用PWM方式控制，采用较高的频率可以减小滤波电感和电容的体积，但同时过高的频率会需要更大的散热器来限制其温升。所以，需要综合考虑各方面的因素。根据经验，一般Buck变换器的频率在20-50KHZ范围内。在此，我们选定20KHZ作为设计的电路的工作频率。根据式（2-23）来计算输出滤波电感值。输入选最大为，输出。由设计参数可知，电路占空比在0.48-0.96之间，在这里选最大占空比0.96进行计算，可得最大。变换器输出功率为5KW，输出电压为48V，可计算出其输出额定电流为104A，再考虑10%的电流纹波，可粗略计算出。代入式（2-23）可得 （3-24）可见，滤波电感的最小计算值为72.3uH，在实际应用中，考虑一定裕量及电感规格，选择100uH的滤波电感。计算出滤波电感后，根据式（2-17）计算滤波电容的值。可得 （3-25）滤波电容最小计算值为251uF，在实际中，选择规格为300uF的滤波电感。在推导式（2-12）的过程中，我们得到开关管VT1与续流二极管VD1的最大电流和等于电感电流的最大值。 由式（2-12）计算得到： （3-26）因此，应选择可通过电流至少为150A的二极管，并考虑到开关频率较高，故应使用快恢复二极管。MOSFET也应选择可通过电流在150A以上的规格。考虑到驱动方面的问题，应选用N沟道功率MOSFET。3.3软开关环节设计3.3.1软开关概念及工作原理电力电子器件的发展趋势是小型化和轻量化,为了减小装置的体积和重量提高开关频率是最可行的方法。但是开关过程中产生的开关损耗与频率成正比,在频率提高的同时,开关损耗急剧增加,不但降低了电路效率,产生较强的电磁干扰而且严重的发热使开关器件的寿命缩短。所以如何减少开关损耗,是目前电力电子器件研究的热点之一。零电流关断就是改变电路结构和控制策略,使开关器件被施加驱动信号,使电力电子器件在关断器件通过的电流为零,从而减少开关损耗,使开关器件的开关频率大幅度提高。 电力电子器件在关断前,减小或消除加在其上的电流,从而减少电力电子器件在关断时产生的功耗,即零电流关断ZCS(Zero-Current Switching)。DC/DC功率变换器目前所采用的方法有:直流升压斩波电路、直流升降压斩波电路、谐振变换器、准谐振变换器和多谐振变换器、零电压开关PWM变换器、零电流开关PWM变换器、零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。谐振变换器实际上是负载R与LC电路组成的负载谐振型变换器,按照谐振电路的谐振方式,分为串联谐振变换器(Series Resonant Converters)和并联谐振变换器(Parallel Resonant Converters)两类。在谐振变换器中,谐振元件一直谐振工作,参与能量变换的全过程,这种变换器的工作状态与负载的关系很大,对负载的变化很敏感,一般采用脉冲调制PFM调控输出电压和输出功率。准谐振变换器和多谐振变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某个过程,不是全程参与。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。由于运行中变换器工作在谐振模式的时间只占一个开关周期中的一部分,而其余时间都运行在非谐振模式下。零开关PWM变换器技术是在PWM技术和谐振技术之间取了折中。在准谐振变换器的基础上,加入一个辅助开关管,来控制谐振元件的谐振过程,实现恒定频率控制,即实现PWM控制。它既可以通过谐振为主功率开关管创造零电压或零电流开关条件,又可使电路象常规PWM电路一样,在恒频下通过改变占空比来调节输出电压。当开关转化完成后,转换器返回到普通的PWM操作模式,因此,可以减小电路的能量,开关损耗以最小的导通损失为代价而得到减少。零开关PWM变换器可分为零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。 图3-4 零电流关断PWM DC/DC变换器原理图图3-4示出了一个零电流关断PWM DC/DC变换器,它由输入电源、主开关管T1,T1的反并联二极管D1、续流二极管Do、输出滤波电容、辅助开关管T2、T2的反并联二极管D2、负载电阻R、谐振电感和谐振电容构成。在以下分析中假设:所有开关管、二极管均为理想器件;电感电容均为理想元件;假定足够大, , 足够大,以至于在一个开关周期内,输出电压,电流不变。具体分析电路工作过程:(1) 在阶段,T1建立电流,电感充磁。主开关T1导通,辅助开关T2及二极管D1、D2均截止, 处于充磁阶段，增大至,减小为零。(2)在阶段,电路进行第一次谐振。主开关T1,二极管D2导通,辅开关T2及二极管D1截止,对电容进行充电。 （3-27）(3)在阶段,电源恒流供电。辅开关T2,二极管D1及二极管D2截止,电容上电荷保持不变,电源对负载供电, 处于恒流阶段。(4)在阶段,电路进行第二次谐振。谐振电容放电,直至为零,并且在降至零后关断主开关T1。 （3-28）(5)在阶段,电容对T2放电至零,T2实现零电流关断,至下一个周期开始。 根据电路原理图分析通过的电流和两端的电压的波形变化如图3-5所示,由波形图可以看出,开关器件在关断的时候,通过其的电流为零,也就是其开关损耗为零。 图3-5 主要波形图在第二次谐振阶段, 为负值,D1导电,可使T1零电流关断,如果最大负载电流为,由这期间的表达式得到。实现T1零电流关断的条件是0，, （3-29）即 （3-30）由 （3-31） 得到 = （3-32）将(3-29)- (3-32)式相乘可得 （3-33）同理可得 （3-34）3.3.2 软开关环节参数整定 在设计中采用了零电流关断（ZCS）PWM DC/DC变换器。它是在原主电路上增加了辅助开关管和谐振电感、电容构成的。计算谐振电感，由式（3-33）得 （3-35） 所以，谐振电感选用3.5uH的电感，其远小于滤波电感的值100uH，符合要求。计算谐振电容，由式（3-34）得 （3-36）所以，谐振电容选用18uF的电容，符合设计要求。辅助开关管的电压最大值为2，即选用耐压在200V以上的MOSFET。至于两个反并联的二极管，其参数选择可与续流二极管相同。4 Buck变换器控制电路设计4.1 Buck变换器控制方式4.1.1 迟滞控制模式为了使DC/DC变换器能够稳定的运行，需要对输出信号采样并引入负反馈。根据反馈控制量的类型，Buck变换器控制模式分为迟滞控制模式、电压控制模式和电流控制模式。迟滞模式是直接根据输出电压和电感电流来控制功率管的导通和关断，一个典型的退滞模式控制如图4-1所示。图中的功率级拓扑是一个Buck型结构，控制部分包括电阻反馈网络Rl和R2，两个基准电压和，两个比较嚣，一个电流检测电路和一个RS触发器。 图4-1 迟滞模式控制原理图图4-1中，功率管的导通由比较器CMP1决定，截止由比较器CMP2决 定 。电阻反馈网络R1和R2对输出电压进行分压，得到反馈电压，当时 ，比较器CMP1输出高电平，使触发器置位，功率管导通，此时电感电流线性增加，当电流检测电路的输出 电压大于基准电压时，比较器CMP2输出高电平，使触发器复位，功率管截止，如此往 复，重复下一个开关周期 。在一些应用场合中，例如通信系统中，应该避免一定频带内的噪声。而迟滞模式控制的DC/DC变换器的开关频率是随负载的变化而变化的，输出电压的频率也随负载而变化， 同样，输出电压的噪声频率也在变化。对于这样的结构，要避免某一限定的频带变得非常 困难。因此，许多应用系统都采用开关频率固定的控制方式，此类控制方式称为脉冲宽度 调制 （PWM:Pluse Width Modulation），其开关频率保持不变，而改变占空比。迟滞模式 控制也可称为脉冲频率调制（PFM：Pluse Frequency Modulation）。PFM模式一般应用于轻载情况，因为它能够有效控制脉冲频率，在负载电流较小时，开关频率可以减小，降低开关损耗，提高效率 。通常在一个DC/DC控制系统中，存在多个控制模式，PWM和PFM可以结合起来，重载时采用PWM控 制，轻载时采用PFM控制，能 够有效提高芯片的转换效率。4.1.2 电压控制模式电压模式控制的电路结构如图4-2所示，只有一个反馈环路，只对输出电压采样，经过电阻反馈网络得到反馈电压，与基准电压比较，经由误差放大器得到误差信号，再与振荡器输出的锯齿波比较，输出脉冲控制信号，控制功率管和续流管的导通和关断。 电压模式控制的优点是抗噪声干扰能力强，反馈环路简单。缺点是对输入电压的变化动态响应较慢，输出LC滤波器给系统增加了双极点，在设计误差放大器的补偿网络时，需要将主极点降低，或增加一个零点进行补偿。此外，环路增益随输入电压变化，使补偿网络的设计更为困难。 图4-2 电压控制模式原理图当负载消耗能量增大时，脉冲宽度增大，而输出能量减小时，输出脉冲宽度减小，从而维持输出电压恒定。这种电压控制反馈环开关电源只有一个反馈环路，是一种单环控制系统。电压控制型开关电源是一个二阶系统，它有两个状态变量，输出滤波电容上的电压和输出滤波电感中的电流，二阶系统是一个有条件稳定系统，只有对控制回路进行精心设计。在满足一定条件下，闭环系统才能稳定工作。4.1.3 峰值电流控制模式电流控制的电路结构如图4-3所示，采用两个反馈环路来控制功率管和续流管的导通和关断，其在电压模式控制的基础上增加了电流反馈环路，在图中以粗实线和阴影部分表示。电流检测电路检测电感电流的大小，井与输出电压共同决定功率管的导通时间。反馈电压与基准电压比较，经由误差放大器得到误差信号，误差信号并不直接用于控制功率营的导通和关断，而是用来限定电感电流峰值的大小。功率管的导通由振荡器的时钟信号决定，而功率管的关断则由误差信号和电流环的反馈信号决定。电流检测电路的输出与斜坡补偿电路的输出相叠加，得到电流环反馈信号，当大干误差信号时，PWM比较器翻转，再经过逻辑控制电路和驱动电路，控制功率管关断，续流管导通，直到下一个时钟脉冲到来，使功率管导通，续流管关断。 图4-3 峰值电流控制模式原理图4.2几种控制模式的比较选型当电路在PFM方式下运行时，变换器的开关频率随负载的变化而变化，这就使得变换器中的输入滤波器和输出滤波器的优化设计变得十分困难，同时控制特性也不像恒频PWM那样控制那样有简单的线性关系。因此，在实际应用中广泛采用PWM方式 。电流控制模式与电压控制模式相比，具有瞬态响应速度快，调节性能好等优点，其缺点在于当占空比大于50%时系统不稳定，会产生次谐波振荡，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。综合考虑后，并结合设计条件会发现，要求设计的DC/DC变换器输出恒定为48V，输入在50V到100V之间变化，在大部分时候，开关管的占空比会大于50%，在这样的情况下若采用峰值电流控制模式会带来较多难以解决的问题，而采用电压控制模式则可很好的避开这些缺陷，至于电压控制模式的其他问题，可以通过精心设计反馈环路参数来使整个电路在快速性和稳态精度上达到较好的平衡。同时，还要看到电压控制模式具有反馈回路简单且易于设计、成本低等优点。因此，最终决定使用电压反馈的方式来设计电路的反馈回路。4.3 Buck变换器反馈环控制器选型为了使某个控制对象的输出电压保持恒定需要引入一个负反馈环，粗略的讲，只要使用一个高增益的反相放大器，就可以达到使控制对象输出电压稳定的目的。但就一个实际系统而言，对于负载的突变，输入电压的突升或突降，高频干扰等不同工况，需要系统能够稳、准、快地做出合适的调节，这样就使问题娈得复杂了例如已知电路的时间常数较大响应速度相对较慢，如果控制的响应速度也较慢，使得整个系统对外界变量的响应变得很迟缓；相反如果加快控制器的响应速度，则又会使系统出现震荡所以，开关调节系统设计要同时解决稳、准、快、抑制干扰等方面相互矛盾的稳态和动态要求，这就需要一定的技巧，设计出合理的控制器，用控制器来改造对象的特性。 图4-4 具有反馈环的Buck变换器系统结构示意图 常用的控制器有比例积分(PI)、比例微分PD)、比例-积分-微分PID)等三种类型。PD控制器可以提供超前的相位，对于提高系统的相位裕量、减少调节时间等十分有利，但不利于改善系统的控制精度. PI控制器能够保证系统的控制精度，但会引起相位滞后，是“牺牲系统的快速性为代价提高系统的稳定性：PID控制器兼有二者的优点，可以全面提高系统的控制性能，但实现与调试要复杂一些对于开关电源调节系统，主要以满足动态稳定性和稳态精度为主，对快速性的要求不太严格，所以采用PI调节器就可满足要求4.4 PWM脉冲生成电路设计 选择了电压反馈模式的拓扑结构后，其基本的工作原理将确定芯片级电路中各个功能子模块必须具备的功能。主电路中的MOSFET需要触发脉冲，所以要设计脉冲形成电路。在这里，选用美国硅通用半导体公司推出的SG3525芯片。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET的PWM控制集成电路，其内部电路结构如图4-5所示：图4-5 SG3525内部49 它采用恒频脉宽调制控制方案，内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等，调节Ur的大小，在A、B两端可输出两个幅度相等、频率相等、相位相差、占空比可调的矩形波（即PWM信号）。它适用于各种开关电源、斩波器的控制。芯片的引脚图4-6示： 图4-6 SG3525的外部引脚图各引脚功能介绍如下：引脚1（Inv.input）：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。 引脚2（Noninv.input）：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。 引脚3（Sync）：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。 引脚4（OSC.Output）：振荡器输出端。 引脚5（CT）：振荡器定时电容接入端。 引脚6（RT）：振荡器定时电阻接入端。 引脚7（Discharge）：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。 引脚8(Soft-Start)：软启动电容接入端。该端通常接一只软启动电容。 引脚9(Compensation)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。 引脚10(Shutdown)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。 引脚11(Output A)：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 引脚12(Ground):信号地。 引脚13(Vc)：输出级偏置电压接入端