高压直流开关电源的设计与实验研究

第46卷第012年力电子技术 6，0 0012 高压直流开关电源的设计与实验研究 王桂阳李敏远 (西安理工大学，自动化与信息工程学院，陕西西安710048) 摘要：设计了高压直流开关电源，主电路采用两级结构，前级为具有软开关的有源功率因数校正(路， 能够降低谐波含量，提高功率因数，降低开关管损耗。后级采用在初级加箝位二极管的改进型零电压开关 (相全桥变换器，有效抑制了次级整流桥输出振荡和电压尖峰，减少了损耗及输出纹波。对控制系统进 行合理设计，提高了控制精度及开关电源性能。最后研制了一台24 过实验验证了电源系统 设计的可行性。 关键词：开关电源：有源功率因数校正；筘位二极管 中图分类号：献标识码：A 文章编号：1000100X(2012)100096C uiI Xii帆710048，he C is n to of a he to he he of is a 24 kW is of is 引 言 在国内，低压通信电源较成熟，高压开关电源 尚处于研究阶段。一般大功率直流开关电源输入 多采用220 降低对电网的谐波污 染，提高输入端功率因数。一般要经过然后将。但高压直流开关电源输出电压较大，会对 此处研制的高压直流开关电源采用两级变换 装置前级220 380 级选择在初级加箝位二极 管的改进型过变压器变 压和隔离，采用全桥不控整流和终得 到精密的240 计了控制系统，选择 合理的参数提高开关电源性能并通过实验验证 了设计的可行性和有效性 定稿日期：20120227 作者简介：王桂阳(1985一)，男，陕西安康人，硕士研究生 研究方向为现代电力电子电路与系统。 96 2主电路的设计 21有源功率因数校正电路 入电流波形进行控制，使输入电流成为与电 源电压同相的正弦波。功率因数高达0995从 而彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数 低的问题。此处采用软开关单相主电 路如图1所示。 l 1 厂互：I一 ， 1上c j 图1单相 of 11 1中，为了让主开关管入 了辅助开关管在每一次换前，先导通使辅助电路谐振，为软开关条件。快关断 高压直流开关电源的设计与实验研究 使辅助电路停止谐振，电路重新以常规式运行。 212 开关感 。 可由二极管反向恢复时间估算，取谐振电感电流 上升时间 =3 最大电流上升率可确定为： di(3 (1) 式中： 为最大电感电流。 。的表达式为： o(di(2) 式中： 为实际选取 l=5 H。 22 ，如开关器件的寄生电容、变压器漏感和线路电 感等来实现软开关。管的改进型图2所示。变 换器在一个开关周期有】，其工作 波形如图3所示。 j 2pf= ：j 1 Q c ， 图2改进型 VS 3 VS 21 移相全桥关管零电压关断的原因是由于存在结电 容，导致两端电压不能突变。零电压开通则需要足 够的能量给将要开通的开关管结电容放电，给关 断的开关管结电容充电，同时还要抽走变压器初 级绕组中寄生电容于超前桥臂， 该能量由谐振电感 和折算到初级的滤波电感 串联共同提供，厶很大，所以容易实现 对于滞后桥臂，由于此时变压器次级被短路，能量 仅由 提供所以滞后桥臂实现 别是负载很轻时， 中的能量不够完成结电容的 充放电转换，滞后桥臂就不能实现满足滞 后桥臂的须使 取值较大。 222 次级占空比丢失问题 次级占空比D 小于初级占空比D。，其差值即 为次级占空比丢失，即 。占空比丢失原 因是初级电流 。由正向(或负向)变化到负向(或 正向)，负载电流需要一段时间，即为图3中的z， 和 t 。在这段时间内，虽然初级有电压，但i 不足以提供负载电流。次级整流管全部导通，变压 器初、次级短路，负载处于续流阶段，整流输出为 零。这样次级就丢失了t3t 和这两段时间 的方波电压，它与开关周期 的比值即为D ，D。 ： ( 36+ 12,15)T=2 ，其中3，6=L， (，(K ，则可得： 2u(t，)一 (K( (3) 由式(3)可知，D】 与 和 成正比，与 和 变压器变比此， 的值需权衡取值， 既要在尽可能宽的范围内保证软开关，又不能太 大，以免造成较大的占空比丢失。 223谐振电感的选取 滞后桥臂要实现 必须满足： 43 (4) 式中：，为滞后开关管关断时i 的大小；G 为开关管在 时的输出电容。 选择在13负载以上实现滞后桥臂软开关， 要求输出滤波电感电流的最大脉动量，为最大 输出电流的20。则： ，_(o3+2)K=409 A (5) 由式(4)可求出L 19 际选择20 H。 224 次级整流桥输出寄生振荡的抑制 在软开关状态，存在反向恢复的过程。在输出整 流二极管换流时， (包括变压器漏感)和整流桥 二极管的结电容及变压器寄生电容之间会发生谐 振，使整流桥输出产生寄生振荡和电压尖峰。此处 通过初级加箝位二极管来解决这一突出问题。为 详细说明箝位二极管的抑制作用，针对图3中t 【t ，一模态进行分析：在t 时刻，由于L 与 得两者的电压上升至 97 第46卷第10期 2012年10月 电力电子技术 60 012 K，此时点电位变为零，箝位 管通，将电压被箝位在 ，防止其电压继续上升，从 而消除了整流桥的振荡尖峰和二极管反向恢复造 成的损耗。此时， =一厶， = + 。 。到性下降至零，态结束。 225 变压器初级直流分量的抑制 实际电路中，开关管的开关速度或导通压降 不同或开关管的驱动信号不一致时，功率转换电 路便工作在不平衡状态。此时磁通变化幅度不相 同工作区域将偏向一个象限，引起磁芯单向饱和 并产生过大的i。，从而导致开关管的损坏，最终使 变换器不能正常工作。为了让全桥变换电路更可 靠的工作抑制变压器初级电压的直流分量采用 变压器初级串接隔直电容 。算到初级的电感值形成串联谐振网络，谐振频 率表达式如下： 1(2L b) (6) 折算到变压器初级的滤波电感值L=为 了尽可能让 充放电呈线性化， 必须远小于变 换器的开关频率 ，取 =0 ，由式(6)，L = =O求得 =12 F，实际取两个1 400 3控制系统的设计 31 统框图见图4。 采用电流、电压双闭环控制，电流环使输入电流更 接近正弦波，电压环使流检测 电 路 电压反馈 图4 处通过。其输出的环 调节器如图5所示。 9 5 电压、电流环 I of 8 通过计算电压、电流环增益和穿越频率即可 确定相应际设计参数为：R =56 C 1=33 F，=03 F，6 1 32 C在电压 环基础上加上了限流环。正常情况下限流环不工 作，只由电压环控制输出电压，一旦输出电流超过 限流值。就由限流环工作，通过减小输出电压将输 出电流稳定在限流值上。该控制通过实现控制系统框图如图6所示。 基 压反馈 全 桥 丰 电 路 图6 CDC 择超前滞后补偿网络实现控制，与一般滞 后补偿网络相比，该网络增加了微分环节，提高了 控制系统的动态性能。具体环节如图7所示。 图7超前滞后补偿网络 偿网络的传递函数G (s)=(1 ：C )1怕(尺 + ，)q ()1怕 + )(1 R 。 对零极点补偿法对参数进行设计【5，实际所选参数 为：1 2=48 3=2 1=O1 02 3=1 F。 4实验结果 为验证高压直流开关电源主电路结构和控制 方案的可行性，研制了一台24 主要电路参数：输入，输 出直流电压380 V：出直 流电压240 V，输出电流10 A，主功率开关管 8 A600 V)；输出整流 二极管0A，箝位二极管 和6A，变压器初次级匝比为 106，输出滤波电感L =300 H，输出滤波电容值 6 p关频率f,=8o 图8负载时波形， 其实现了软开关。图8压直流开关电源的设计与实验研究 载时的波形，由图可知，其性能较好。由13负载 下所测波形可知，超前、滞后桥臂实现了 (半载)变压器次级及整流桥输出电压波形可知， 不加箝位二极管电压尖峰超过正常值两倍以上， 添加箝位二极管后电压尖峰几乎被消除，解决了 整流桥输出寄生振荡问题。可见，统设计较合理。超前滞后补偿环节提高了系统 的动态性能。 “ 一 _ r L ： l s格)t(250 ) (a)b)输出电压突加负载 图8实验波形 5 结 论 研制了两级结构高压直流开关电源 前级采 用单相有源软开关高功率因数，合理设计 谐振参数可实现软开关，降低开关损耗。控制部分 采用有较好性能。后级选择在初级 加箝位二极管的改进型验结 果证明该电路结构能够有效抑制次级整流桥输出 振荡和电压尖峰，减少损耗。该方法简单，实用性 较强。控制系统进行方案选择，。提高了高压直流开关电源的动、静态性能。 参考文献 【1】 2C 1992：5561 2】 C5 100 991，6(3)： 408418 3】刘福鑫，阮新波加箝位二极管的零电压全桥变换器 改进研究电力系统自动化，2004，28(17)：64【4 et h 2008：2403 2409 51 王英武，王俊峰，刘佑宝，等与补偿网络设计【J电力电子技术，2009，43(3)：26 28 (上接第59页)周波，切换过程波形稳定；图7网了2个 周波左右的软起处理，启动电压电流平滑无冲击； 图7波形。可见，切换过程中电压较稳定。重载下电 压略有降低，约两个周波调回，负载不掉电，切换 后网伏和负载同期并网波形如图7期后 v v f V V V V V V V V V n 一 n nn 、，、 v1 v 一 号 ，七 乇 X V V V V V V、 X X X x X x X j0 v J (a)并网40b)离网lI”fI V V V V v 口 ts ts (c) d)离网伏55 一 “ 一 图7试验波形 结 论 这里介绍了锂电池储能系统组成，研究了储 能系统并网网控制策略。并针对研制的100 28 储能系统搭建了含光伏和负载的微电网试验 系统对所研究的储能系统控制策略进行了试验验 证，试验结果表明这里的控制策略可实现储能系 统在微电网中的并网功率控制、离网 动离网无缝切换控