磁悬浮支承系统数字控制器硬件设计.doc

磁悬浮支承系统数字控制器硬件设计吴国庆 周井玲 （南通大学 机械工程学院 南通 226019）摘要: 控制器是磁悬浮支承系统的最关键部件，其性能在很大程度上决定着磁悬浮支承系统的机械和电气方面的性能。传统的模拟控制器只能实现比较简单的控制算法，在线调整控制参数的能力很弱；而数字控制器可以实现的算法是复杂多样的，且能够根据系统的运行状况，在线调节控制参数，使之达到最佳的控制效果和性能指标。本文主要介绍数字控制器的构成及主要设计方法。关键词：磁悬浮，模拟控制器，数字控制器6控制器是磁悬浮支承系统的最关键部件，其性能在很大程度上决定着磁悬浮支承系统的机械和电气方面的性能，如：刚度、阻尼、承载力以及响应时间等。控制器按照控制过程中传输的信号类别可以分为模拟控制器和数字控制器两大类。由于模拟控制器响应时间短，所以在数字器件不成熟的时期，几乎所有的磁悬浮支承系统控制器都是模拟控制器，它的快速性能可以满足小型磁悬浮支承系统的要求。但是模拟控制器也存在着不足之处，如只能实现比较简单的控制算法：模拟PD控制、模拟PID控制等；在线调整控制参数的能力很弱。随着数字器件的飞速发展，在磁悬浮支承系统中使用数字技术(指数字器件和开关技术)已是控制器研究领域中的趋势所在1。数字控制器可以实现的算法是复杂多样的，如数字PID控制、MIMO控制、H控制、自适应控制、模糊控制等，且能够根据系统的运行状况，在线调节控制参数，使之达到最佳的控制效果和性能指标。同时，它也为磁轴承智能化的实现奠定了物质基础。本文将扼要介绍模拟控制器和数字控制器的构成及主要设计方法和技术指标。1 模拟控制器模拟控制器在磁悬浮支承系统应用中的研究已较为成熟。为了改善系统的静态特性，目前在磁悬浮支承系统中常用的是PID控制器。PID控制器是由比例环节P、积分环节I和微分环节D组合而成。在组成过程中，采用不同的结构可以获得不同的模拟PID控制器。(a) 串联行(b)串并行(c)并联行图1 常用模拟PID控制器的不同组合结构利用上述三种基本控制环节单元，按照串联和并联的方法，组成常见的PID控制器结构如图1所示。2 数字控制器性能良好的数字控制器硬件电路是核心控制算法设计和调试的坚实基础。本文采用的控制器硬件结构见图2所示。它由DSP系统，模拟信号预处理，D/A 转换器，通迅接口及存储器和I/O等部分组成。在该数字控制器硬件电路上可以实现不同的控制算法，如：PID控制算法、MIMO控制算法、改进的PID控制算法、智能控制算法等，具有很强的平台通用性和算法可移植性。图2中，6路模拟信号预处理用于把从位置传感器来的信号进行电平转换，经抗混迭滤波器处理后送A/D转换器。A/D转换器采用的是集成在DSP片内的两个并行的10位A/D模块，每个通道转换时间约500ns。6路D/A用于将DSP运算后的数字控制输出信号转换为模拟电压信号，控制磁悬浮支承系统功率放大器输出相应的电流。DSP芯片输出6路脉宽调制(PWM)信号，用来驱动电动机调速系统的三相桥主电路。JTAG接口与DSP开发器连接，可以方便地向DSP芯片写入程序，调整控制参数。图2 控制器硬件结构2.1 数字信号处理器设计磁悬浮支承系统数字控制器时，选择DSP芯片是非常重要的一个环节。目前在DSP芯片市场上，TI、AD、MOTOROLA、AT&T等公司的产品占主导地位，其中TI公司占据将近一半的份额。根据系统的控制要求，本文选用TI公司的TMS320LF2407A数字信号处理器作为核心器件。TMS320LF2407A芯片是专为数字变频调速电动机设计的一种数字信号处理器。在芯片内部集成了为数字变频电动机控制应用而优选的片内外设，16通道PWM输出，4个通用定时器，6个事件捕获单元，双10位A/D转换器和16通道的多路开关，不但简化了外围电路，使可靠性得到提高，还大大提高了运算速度和控制精度。2.2 系统电源设计一个完整的DSP控制系统由DSP芯片和其他必要的外围芯片构成，芯片间的工作电平常常存在差异，其以5V和3.3V电压居多。本文以LF2407A为核心的控制板采用外部单5V电源供电方式，由于LF2407A DSP需采用单3.3V的数字工作电源，且系统对这种供电电源的品质要求较高，因此在控制板设计时，DSP芯片的3.3V工作电源的可靠供给问题需要着重考虑。在DSP控制板的整体结构设计时，对于电源供给方案，需要考虑3.3V低压DSP与5V外围器件的接口电平衔接(转换)问题。因为对于低压DSP芯片来说，其管脚信号的高低电平门限值与普通5V TTL门限是一致的，DSP的输出可以直接驱动5V器件的输入，不用电平转换；但若将5V器件的输出直接加在低压DSP管脚上，会超过DSP管脚的耐压限度(3.3V I/O管脚只耐压3.6V输入电压)，而使DSP损坏或工作异常。表1 TPS7333Q的性能参数输入电压/V输出电压/V输出电流/mA工作温度/C封装形式5 maxtypmin500-40+125DIP SO3.373.33.23本文选用电平转换芯片TPS7333Q，以实现5V电源到3.3V电源的转换。TPS7333Q的部分性能参数如表1所示。图3给出了芯片TPS7333Q的典型工作接线图，实现从5V到3.3V的电平转换。图3 TPS7333Q的连接原理图因此，本文为了避免DSP控制电路中引入大量的专用电平转换器件，设计的控制板电路尽量选用3.3V的低电压外围器件(只有D/A转换芯片为5V器件，它仅与DSP进行单向通讯，方向为入，无需电平转换)，以简化电路结构，降低制作成本。2.3 时钟与复位电路设计时钟电路用来为TMS320LF2407A芯片提供时钟信号，由于LF2407A芯片内部已集成了一个内部振荡器和一个锁相环PLL，因此，可通过外接晶振法和引入外部时钟法两种驱动方式设计时钟电路。当采用外部时钟源的时钟信号驱动方式时，只需将DSP的X1引脚悬空，X2/CLKIN引脚接入外部时钟信号即可。本文应用DSP芯片内部振荡器构成时钟电路的方式，连接电路如图4所示，在LF2407A的X1和X2/CLKIN引脚之间接入一个10M晶振，电容取为20pF，此时LF2407A的片内振荡器被激活。LF2407A的X2脚得到一个频率与晶振标称值相同的时钟信号。再由LF2407A内部的锁相环PLL将X2脚引入的信号锁定并倍频，最终形成稳定、高频的DSP内部工作时钟。图4 内部时钟振荡电路TMS320LF2407A的复位输入引脚()为处理器提供了硬件初始化的方法，它是一种不可屏蔽的外部中断，可在任何时候对LF2407A进行复位。当系统上电以后，引脚应至少保持6个时钟周期稳定的低电平，以确保数据、地址和控制线的正确配置。复位后(回到高电平)，CPU从程序存储器的0000H单元取指，并开始执行程序。若设CPU时钟周期为20MHZ，当电源初启时，LF2407A处于复位状态，即在为低的同时需要300ns的稳定时钟使芯片复位。考虑到上电以后系统的晶振往往需要上百个毫秒的稳定期。因此，的低电平时间跨度至少要在100ms-200ms时间以上。本文应用电源芯片TPS7333Q进行LF2407A的自动复位，将该芯片的引脚接入LF2407A的控制复位引脚。该引脚能够在输出低电压工况下，开启产生一个低电平信号，当TPS7333Q输出电压正常，在一个200ms的延迟后，产生一个高电平信号，保证上电低电平的持续时间为200ms，从而满足复位要求。2.4 模数转换接口电路与滤波电路设计LF2407A的ADCIN通道只能接收03.3V的模拟电压信号，而磁悬浮位置传感器输出电压的线性范围是-2V -12V。因此在传感器输出信号引入ADCIN之前必须对电压进行调理。本文设计了如图5所示的电压转换电路，进行DSP与传感器接口的电平匹配。图5中的REF来自AD581提供的-10V基准电压，其接线图如图6所示。通过AD581产生的-10V电压，与传感器的输出电压经过比例放大电路、反向器、射集跟随电路，即可达到电压转换的作用。图5 ADCIN的电压转换电路图图6 AD581接线图在图5中，通过调节电位器R1可以调节第一级运放的增益，使AD581产生的-10V基准电压增大或者减小。U0和传感器输入电压经过反向求和电路，可以确定转子距离传感器远端的最小电压0V。通过调节电位器R2，可以对电压U1进行放大或者减小，进而确定转子距离传感器近端的最大电压3.3V。在实验中，发现图5电路存在一定的缺陷。由于在实验平台上传感器的位置不能绝对的固定，所以在平台振动的过程中，会导致位移传感器的位置发生较大的变换，致使其输出电压发生较大的变化。当输出电压大于5V时，即使外接3.3V的稳压二极管，也不能把高于5V的电压下拉至3.3V，导致DSP烧毁。而如果在稳压二极管上在外接一个电阻，又会对输出电压分压，影响测量结果。所以在实验阶段不提倡使用此电压转换电路。为了解决这一问题，本文又设计了一种适合于实验阶段采用的电压转换电路，如图7所示。 图7电路结构可以实现传感器输出电压3.3V限幅。首先调节转子位置，使其在传感器的远端，此时传感器输出最大电压信号，通过调节上限电压设置，使限幅位移信号输出为零。当传感器的位置由于变动引起的输入电压大于传感器输出的最大电压信号时，限幅位移信号输出值仍然钳位为零；调节转子位置，使其在传感器的近端，此时传感器输出最小电压信号，调节下限电压设置，使限幅位移信号输出为3.3V，当传感器的位置由于变动引起的输入电压小于传感器输出的最小电压信号时，此时输出值仍然可钳位为3.3V。电压比较放大器电压比较放大器下限电压设置上限电压设置动态位移信号输入静态位移信号输入限幅位移信号输出图7 传感器信号限幅转换电路原理框图根据采样定理，为了避免频谱混迭现象，必须对输入到A/D转换器前的传感器信号进行抗混迭滤波2-5。由于本文选取的传感器的采样频率为1KHz，因此滤波器的截止频率fc应该取为500H或者小于500Hz。为了保证小于截止频率fc的信号不受滤波器影响，本文抗混迭滤波器的设计采用简单的二阶LPF电路。原理图如图8所示。此滤波电路串接在ADCIN电压转换模块之前，可以实现对被采样信号的抗混迭滤波作用6-9。图8 抗混迭滤波器的电路图由二阶LPF电路知识可知，此电路的截止频率为= (1) 所以只要选取适当的RC值，即可满足抗混迭滤波器的设计要求。RC值的选取通过EWB仿真软件进行实时仿真，边观察其幅频特性边调节RC的取值范围，直到得到需要的截止频率。加电压跟随器的目的是为了提高带负载的能力。图9为此电路的幅频特性，横坐标为频率(Hz)。从图中可以看出，该滤波器对大于500Hz的信号衰减的很快，而对低频信号没有衰减。图9 抗混迭滤波器的幅频特性3 结论磁悬浮控制系统中模数转换部件转换精度高，控制器运算速度快，满足复杂算法运算和实时控制要求；数模转换部件的建立时间短，精度高；整个系统稳定性好，可靠性高，抗干扰性强；硬件电路简单，易实现，价格低，且通用性强；易实现功能扩展，可方便地实现状态监测，故障诊断；调试方便，可重复性好。参考文献：1 黄晓蔚,冯志华,唐钟麟.数字控制的电磁轴承系统的研究J.机械设计与研究, 1999,(1):4951,52 焦尚仁.微机控制技术M.北京:轻工业出版社,1988:1651803 周明宝,翟文龙.电力电子技术M.北京:机械工业出版社,19974 康华光.电子技术基础M.北京:高等教育出版社,19885 孔凡才.自动控制原理与系统M.北京:机械工业出版社,1987:542306 刘勇,吴清巍.AMCCS5933在PCI板卡设计中的应用J.电子技术应用,2001,27(2):72747 刘笃仁.系统可编程技术及其器件原理与应用M.西安:电子科技大学出版社,