基于DSP的三相正弦波变频电源设计毕业论文.doc

毕业论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的毕业论文，是本人在导师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果，除文中已经注明引用的内容外，本论文不含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体均已在文中以明确方式标明，本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。 论文作者签名： 日 期： 内 容 摘 要随着电力电子技术的迅速发展，将是电源技术更加成熟，经济，实用，实现高效率和高品质用电结合。变频电源随即而出现，变频电源被广泛应用于各个领域，是变频调速的核心所在。变频器电源主要用于交流电机的变频调速，其在电气传动系统中占据的地位日趋重要，已获得巨大的节能效果。该次课设为使用protel设计一个输出频率范围为20100HZ，输出线电压有效值为36V，最大负载电流有效值为3A，负载为三相对称阻性负载（Y型接法）的三相正弦波变频电源的课程设计。随着电力电子技术的迅速发展，将是电源技术更加成熟，经济， 实用，实现高效率和高品质用电结合。变频电源随即而出现，变频电 源被广泛应用于各个领域，是变频调速的核心所在。变频器电源主要 用于交流电机的变频调速，其在电气传动系统中占据的地位日趋重 要，已获得巨大的节能效果。该次课设为使用 protel 设计一个输出频 率范围为 20100HZ，输出线电压有效值为 36V，最大负载电流有效 值为 3A，负载为三相对称阻性负载（Y 型接法）的三相正弦波变频 电源的课程设计。 关键词：变频电源 protel 三相正弦波变频电源。本课题来源于我国的固有特点和现在社会的需求发展。于我国电频率固定为50 Hz，因而对于一些要求频率大于或小于50 Hz的应用场合，则必须设计一个能改变频率的电源系统。目前最常用的是三相正弦波变频电源。三相变频电源的主电路及控制电路按照三套独立的单相电源进行设计。主电路采用交一直一交结构，包括整流器、直流滤波器、逆变器、交流滤波及变压器等组成部分。其中，交-直部分为桥式整流，经交流接触器软启到电解电容滤波，得到平稳电流。三套单相逆变电路输出互差120电角度，在变压器原边彼此电气独立，在变压器副边接成星形，输出所要求的三相交流电。电压及波形控制针对单相输出，采用了三套独立的单相控制器，使三相电源的任一相均可以作为单相电源独立使用，并可适应任意不平衡负载，从而极大的提高了电源的负载适应能力。变频电源最初应用主要是为工业领域中对电机调速提供电源支持，但随着技术的不断发展，变频电源在人们的生产、生活和科研活动中发挥着重要作用。变 频电源是相对于频率固定的电源而言，除了其输出电源的频率可以调整之外，有些变频电源还可以改变输出电压幅值，这种既可以改变频率又可以改变幅值的电源便构成了变频变压电源（VVVF）。随着工业生产和科研等领域的快速发展，变频电源的需求也越来越大，对其可靠性和灵活性也提出了更高的要求。变频电源技术的发展是建立在电力电子器件和电力电子技术的基础之上。随着新技术的不断发展，一大批新型功率半导体器件不断涌现出来，特别是全控型的功率开关器件，其研究和应用为变频技术打下了坚实的基础，开创了现代电力电子技术新纪元。自从第一个反向阻断型可控硅的诞生，功率变换技术获得了突破，实现了弱电控制为核心的强点变换电路控制。20世纪70年代后期，电力电子集成器件进入了一个新的时期，可关断晶体管GTO、大功率晶体管GTR、功率场效应晶体管PowerMOSFET、绝缘栅双极晶体管IGBT、智能功率模块IPM等新的结构紧凑的变流器件出现，使得各种变流电路拓扑研究更加深入，新的变换电路不断出现，变流电路取得了飞速发展，促使了一些结构新颖性能优良的电源产品特别是逆变电源和变频电源在实际应用中成为可能。 时至今日，高频化、全控型、低损耗、易驱动、高电流电压耐量、集成化和智能化的电力电子器件的广泛应用已经成为潮流。以绝缘栅双极晶体管（IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor）为代表的全控型器件的出现为PWM型逆变器奠定了良好的硬件实现基础。目前IGBT已在中功率以上的电力电子系统中(如逆变器、变频器、UPS/EPS电源)逐渐取代MOSFET及BJT ，并在各领域大有取代以往全控型器件的趋势。而MOSFET由于驱动简单，所需的驱动功率小、高频特性好、没有二次击穿问题、安全工作区域广、易于并联使用等特点，其使用场合也越来越广泛，特别是近年 VDMOS、HDMOS快速兴起，在低压应用场合几乎是MOSFET的天下。DCAC逆变技术能够实现直流电能到交流电能的转换，可以从太阳能电池、燃料电池等新型直流电能能源变换得到质量较高的且能满足负载对电压和频率要求的交流电能，逆变技术在交流电机的传动、不间断电源(UPS)、变频电源、有源滤波器、电网无功补偿器等许多场合得到了广泛的应用，在工业自动化、交通运输、城市供电、节能等方面产生了巨大推动作用。DCAC 逆变器的发展大体可以分为如下两个阶段:(1)传统发展阶段(19561980)，这个阶段的特点是开关器件以低速器件为主，逆变器的开关频率较低，波形改善以多重叠加为主，体积重量较大，逆变效率低。1960年以后，人们注意到改善逆变器波形的重要性，并着手研究正弦波逆变技术。1963年，提出了“消除特定谐波法”，这为后来的优化PWM法奠定了基础，以实现特定的优化目标，如谐波最小、效率最优等。(2)高频化新技术阶段,这个阶段的特点是开关器件以高速开关器件为主，以PWM控制改善波形为目标，产品体积重量较小，效率高，正弦波逆变器技术发展日趋完善。这就使电力电子技术由传统发展时代进入到高频化时代， 在这时期，具有小型化和高性能特点的新逆变技术层出不穷，特别是以脉宽调制波形改善技术得到了飞速的发展。1975年人们把SPWM技术正式应用到逆变技术中，使逆变器的性能大大提高，并获得到了广泛应用和发展，从此 DCAC 逆变技术达到了一个新高度。此后，各种不同的PWM技术相继出现，例如，注入三次谐波的PWM、消除指定次数谐波的PWM 调制(SHEPWM)、电压空间矢量调制(SVPWM)、随机PWM、电流滞环跟踪PWM、模糊控制、神经网络控制等成为高速器件逆变器的主导控制方式。在计算机技术的快速发展特别是嵌入式系统为逆变变频技术提供了非常灵活的技术支持。在硬件环节设计中，主要讲述了主电源和辅助电源电路结构设计，系统各环节器件选型；论述了驱动电路、监测控制电路特点及其设计难点，给出了输出滤波器设计依据；对比了PWM调制实现SPWM波形输出方案难易点，选择了一种在实际中容易实施的调制策略。本文设计难点集中在：合理选择主电路拓扑来降低成本设计，器件承认，软件调制控制策略及系统性能指标实现等方面。关键词：变频电源 protel 三相正弦波变频电源 DSP 信号发生器 功率放大 反馈控制 高速 D/ A 转换器目 录1 三相正弦波变频电源设计要求12 三相正弦波变频电源系统设计方案比较82.1 整流滤波电路方案82.2 斩波电路方案92.3 绝缘栅控双极型晶体管IGBT驱动电路方案92.4 逆变电路方案102.5 MOSFET驱动电路方案122.6 测量有效值电路方案122.7 SPWM（正弦脉宽调制）波产生方案152.8 变频电源基本结构图173三相正弦波变频电源系统组成184交流电源整流滤波电路设计205斩波和驱动电路设计206逆变和驱动电路设计237 真有效值转换电路设计278过压保护与过流保护电路设计279单片机电路设计2910电源电路2911三相正弦波变频电源软件设计3011.1SPWM波的实现3011.2 ADC0809的控制程序设计3811.3系统主程序流程图3812 三相正弦波变频电路全图38结束语40参考文献41V41 42 1 三相正弦波变频电源设计要求设计并制作一个三相正弦波变频电源，输出频率范围为20-100Hz，输出线电压有效值为36V，最大负载电流有效值为3A，负载为三相对称阻性负载（Y型接法）。三相正弦波变频电源原理方框图如图1-1所示。系统硬件设计：变频电源的硬件电路主要包含6个模块：整流电路模块、IPM电路模块、IPM隔离驱动模块、输出滤波模块、电压检测模块和数字信号处理模块。三相正弦波信号发生模块是本电源系统的核心模块。整个电源系统的性能指标基本上是由这个模块的性能决定的。传统的交流信号发生器利用自激振荡和选频网络系 ,从而达不到系统性能指标要求。数有关 ,当温度变化时会影响频率的稳定度 ,而且用传统的方法很难保证三相正弦波信号之间 120夹角关系。可见传统的交流信号发生器是无法达到上面提出的设计要求。采用正弦波调制加低通滤波器的方法也可以产生可调的高频三相正弦信号 ,但是由于低通滤波器的加入会带来相角的偏移 ,影响到三相正弦波信号相角之间 120的关来产生特定频率的正弦信号。信号的频率与 L , C , R 等参。（1）整流滤波模块：对电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供波纹较小的直流电压。采用二极管不可控整流电路以提高网侧电压功率因数，整流所得直流电压用大电容稳压为逆变器提供直流电压，该电路由6只整流二极管和吸收负载感性无功的直流稳压电容组成。整流电路原理图如图所示。（2）三相桥式逆变器模块：把直流电压变换成交流电。其中功率级采用智能型IPM功率模块，具有电路简单、可靠性高等特点。（3）LC滤波模块：滤除干扰和无用信号，使输出信号为标准正弦波。 （4）控制电路模块：主控制电路部分。它采用位单片机87C196MC作为控制核心。该单片机主要用于控制和数据处理，并具有脉宽调制信号输出端口。在控制算法上采用模糊控制算法。单片机产生载频为20kHz的SPWM脉冲信号，由脉宽调制信号输出端口输出，通过驱动电路加到IGBT的栅极，控制逆变电路正确工作，同时，根据电压和电流的反馈值调整SPWM脉冲信号的脉宽以保持输出信号幅度的稳定。为了保证系统安全可靠地运行，充分发挥单片机的强大控制功能，由主控制电路对系统的关键器件和关键参数，例如过压、欠压、过流、过载、输出短路、过热等进行实时监控，实现对系统工作状态的自诊断并对故障进行相应的声光报警。由于采用了16位单片机作为系统的控制核心，控制快速准确，使系统具有响应快，运行稳定、可靠的特点。检测输出电压、电流信号后，按照一定的控制算法和控制策略产生SPWM控制信号，去控制IPM开关管的通断从而保持输出电压稳定，同时通过SPI接口完成对输入电压信号、电流信号的程控调理。捕获单元完成对输出信号的测频。本系统主要用到以下算法：（1）SVPWM算法（2）PID调节算法（3）频率检测算法。SVPWM算法：变频电源的核心就是SVPWM波的产生，SPWM波是以正弦波作为基准波（调制波），用一列等幅的三角波（载波）与基准正弦波相比较产生PWM波的控制方式。当基准正弦波高于三角波时，使相应的开关器件导通；当基准正弦波低于三角波时，使相应的开关器件截止。由此，逆变器的输出电压波形为脉冲列，其特点是：半个周期中各脉冲等距等幅不等宽，总是中间宽，两边窄，各脉冲面积与该区间正弦波下的面积成比例。这种脉冲波经过低通滤波后可得到与调制波同频率的正弦波，正弦波幅值和频率由调制波的幅值和频率决定。本文采用不对称规则采样法，即在三角波的顶点位置与低点位置对正弦波进行采样，它形成的阶梯波更接近正弦波。不规则采样法生成SPWM波原理如图7所示。图中，Tc是载波周期，M是调制度，N为载波比，Ton为导通时间。由图7得： 当k为偶数时代表顶点采样，k为奇数时代表底点采样。SVPWM算法实现过程：利用F28335内部的事件管理器模块的3个全比较单元、通用定时器1、死区发生单元及输出逻辑可以很方便地生成三相六路SPWM波形。实际应用时在程序的初始化部分建立一个正弦表，设置通用定时器的计数方式为连续增计数方式，在中断程序中调用表中的值即可产生相应的按正弦规律变化的SPWM波。SPWM波的频率由定时时间与正弦表的点数决定。SVPWM算法的部分代码如下：PID调节算法：在实际控制中很多不稳定因素易造成增量较大，进而造成输出波形的不稳定性，因此必须采用增量式PID算法对系统进行优化。PID算法数学表达式为：Upresat(t)= Up(t)+ Ui(t)+ Ud(t)。其中，Up(t)是比例调节部分，Ui(t)是积分调节部分，Ud(t)是微分调节部分。本文通过对A/D转换采集来的电压或电流信号进行处理，并对输出的SPWM波进行脉冲宽度的调整，使系统输出的电压保持稳定。PID调节算法的部分代码如下：频率检测算法：频率检测算法用来检测系统输出电压的频率。用TMS320F28335片上事件管理器模块的捕获单元捕捉被测信号的有效电平跳变沿，并通过内部的计数器记录一个周波内标频脉冲个数，最终进行相应的运算后得到被测信号频率。（5）电压、电流检测模块：根据要求，需要实时检测线电压及相电流的变化，所以需要三路电压检测和三路电流检测电路。所有的检测信号都经过电压跟随器隔离后由TMS320F240的A/D通道输入。电压检测是完成闭环控制的重要环节，为了精确的测量线电压，通过TMS320F240的SPI总线及GPIO口控制对输入的线电压进行衰减/放大的比例以满足A/D模块对输入信号电平(0-3V)的要求。电压检测模块采用256抽头的数字电位器AD5290和高速运算放大器AD8202组成程控信号放大/衰减器，每个输入通道的输入特性为1M输入阻抗+30pF。电压检测模块电路原理图如图所示。（6）辅助电源模块：为控制电路提供满足一定技术要求的直流电源，以保证系统工作稳定可靠。隔离变压器整流逆变三相负载控制器220V AC图1-1 三相正弦波变频电源原理框图三相正弦信号发生模块三相正弦信号发生模块主要由 2 个器件构成 ,即 DSP处理器和高速 D/ A 转换器。由于每正弦信号最高频率为 1 k Hz , 且每周由1 000 个点合成 ,故对处理器速度和 D/ A 转换器速度要求较高。美国 TI 公司推出的新型高性能 16 定点数字信号处理器 TMS320LF240 1 是专为数字控制而设计 , 集DSP 的高速信号处理能力及适用于控制的优化外围电路于一 体 , 在 数 字 控 制 系 统 中 得 到 了 广 泛 的 应 用。TMS320L F240 具有的优良性能: 主频 40 M Hz ,3 . 3 V低电压 CPU ;提供对外的16 位数据总线和地址总线 ,可以非常方便地进行外部扩展; 看门狗定时器和中断定时器 ,均为 8 位增量计数器 , 前者用于监视系统软件和硬件工作 ,在 CPU 出错时产生复位信号 ,后者用来产生周期性的中断请求。本系统采用 TI 的 TL V5639 2 作为高速 D/ A 转换器。TL V5639 是 12 位并行接口电压输出型数模转换器 ,具有1 s 或 3 . 5 s 快慢 2 个转换速度 ,且能与 TMS320DSP 良好兼容。但因其输出电压是单极性 ,不满足后续功率放大模块要求 ,故需要添加从单极性到双极性的变换电路。运 放输出电压的计算过程如下: DA3 _ OU T1 = 2 REF1 3 D/0 X1000 ,故 DA3 _ OU T1 的取值范围为 0 2 REF1 。而SIN3_1 = DA3 _ OU T1 - REF1 , 故 SIN3 _ 1 的取值范围为REF1REF1 。从上面的计算过程可以看出 ,此变换电路的确将单极性电压变换为双极性电压。其中 REF1 是D/ A 转换器内部输出的参考信号 ,D 是 D/ A 转换器要转换的数据。功率放大模块功率放大模块采用无输出电容的功率放大电路( OCL电路) 3 。为了克服输出电压波形的交越失真 , 采用克服交越失真的电路设置合适的静态工作点 ,使对管静态时均处于临界导通或微导通的状态。若负载需要较大的工作电流 ,可以通过增添对管的方式扩大放大模块输出的电流。三相电压电流检测模因本电源系统输出的电压和电流信号均是高频信号 ,用 A/ D 转换器无法检测电压和电流信号。真有效值转换芯片为设计提供了一种解决问题的方法 ,他可以直接得到电压和电流的真有效值( 具体工作原理可以参考芯片手册) 。再通过DSP 内部集成的 A/ D 转换器 ,DSP 可以直接得到电压和电流的实时值。若某种因素造成电压和电流偏离正常值 ,DSP 可以通过内部算法进行调节来抑制电压和电流波动。Analog Devices 公司的真有效值转换芯片AD736 4 适合应用在本系统的三相电压和电流检测模块中。具体电路图见图 4 所示 , 其中模拟选择开关 4051 输出为 AD736 输入 ,对电压和电流的 6 路信号起到分时选择作用。A/D采样子程序，主要完成线电流采样和线电压采样。为确保电压与电流信号间没有相对相移，本部分利用TMS320F28335片上ADC的同步采样方式。为提高采样精度，在A/D中断子程序中采用均值滤波的方法。对A相电压和电流A/D的同步采样部分代码如下：键盘接口和液晶屏接口模块键盘和液晶屏接口模块虽然十分简单 ,但他是整个电源系统中不可缺少的一部分 ,好的键盘和液晶屏模块解决方案能够方便用户使用本系统。前面介绍的模块已经使用 DSP 产生三相正弦波并对电压和电流进行检测 , 因此DSP 内部资源消耗很大 ,已不可能再用来控制人机对话 ,对键盘和液晶屏模块进行管理。故本系统中采用 89C52单片机作为辅助微处理器 , 对键盘和液晶屏模块进行管理。系统软件设计与实现本电源系统软件部分采用模块化设计方法。将系统软件按照功能的不同分成多个功能模块 ,然后分别进行对其进行独立设计、编程、测试 ,最终将各个功能模块在主模以此循环将 1 000 个点全部放在块的调度之下形成一个完整的软件系统。本系统所有代码均采用 C 语言编写 ,89C52 代码采用 KEIL 软件开发 ,DSP 代码采用 TI 的 CCS 集成开发环境开发。对本电源系统而言 ,功能模块主要有以下几个部分:键盘管理和液晶屏显示模块; 89C52 与 DSP 通信块;DSP 发波模块;三相电压电流采样模块。在各个功能模块中 , 最重要的模块是 DSP 产生三相正弦波的模块。为了便于阐述发波的机理 ,这里只介绍频率为 1 k Hz ,每周 1 000 点的三相正弦波产生过程。其他频率和每周其他点数正弦波发波过程是完全相同的。现详细阐述 DSP 发波过程: 将 A 相第一个点放入RAM 第一个位置 ,将B 相与 A 相第一个点差 120的点放RAM 第二个位置 ,将 C 相的与 B 相第一个点差 120的点放在 RAM 第三个位置RAM 中。DSP 每中断一次将 RAM 中数据送到不同 D/ A转换器中去 ,以此循环 ,3 个 D/ A 便可以同时产生相位角差 120的三相正弦波。为了便于在软件流程图中描述具体的 DSP 发波过程 ,流程图中只显示单相正弦波产生过程。软件流程图如图 5 所示。2 三相正弦波变频电源系统设计方案比较2.1 整流滤波电路方案整流滤波电路可选用两种方案；1三相半波整流电路。2三相桥式整流电路。比较：1方案整流输出电压高，纹波电压较小且不存在断续现象，同时因电源变压器在正，负半周内部有电流供给负载，电源变压器得到了充分的利用，效率高，因此选用方案2。滤波电路用于滤波整流输出电压中的纹波，采用负载电阻两端并联电容器C的方式。2.2 斩波电路方案直流斩波电路可选用两种方案；1降压斩波变换电路。2降压-升压变换电路。比较：1,2方案均能满足要求，但方案2的资源利用充分合理，因此选用方案2。2.3 绝缘栅控双极型晶体管IGBT驱动电路方案绝缘栅控双极型晶体管IGBT驱动电路：1应用脉冲变压器直接驱动功率IGBT，来自控制脉冲形成单元的脉冲信号进高频晶体管进行功率放大后加到脉冲变压器上，有脉冲变压器隔离耦合，稳压管D限幅后来驱动IGBT。2有分立元器件构成的具有VGS保护的驱动电路，采用光电耦合电路实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离，并且提供合适的栅极驱动脉冲。3采用IGBT栅极驱动控制通用记成电路EXB系列芯片。比较：1中的不足表现在高频脉冲变压器因漏感的存在容易产生振荡。为了限制振荡，常常需要增加栅极电阻RG,这就影响了栅极驱动脉冲前后沿的陡度，降低了可应用的最高频率。2的不足之处就是采用分立的原件较多，抗干扰能力较差。与前面两种方案相比较，3采用集成芯片，使系统的可靠性好，切内部有保护电路，是较适合的一种IGBT的驱动方案。作为电压型控制的IGBT不需要栅极驱动电流，但由于栅极输入端有一个大电容，使在驱动时形成一很窄的脉冲栅极驱动电流，且IGBT容量越大，该脉冲电流的峰值越大，例如，200A/1200V的IGBT的开通电流的脉冲峰值约达到1.5A。SKHI驱动器既能承受这种高峰值栅极电流又不降低VGE。为?高开通和关断速度，减少驱动器损耗，SKHI驱动器的输出级采用MOSFET对管以减少连接线路上的电阻。影响开关速度的另一个重要因素是栅极电阻RG，减小RG可以降低IGBT的开关损耗，但由于杂散电感的存在，使得IGBT关断时的集射极间的尖峰电压增大，SKHI驱动器将RG分成RGON和RGOFF，这样两个参数可分别控制，并可根据IGBT容量的不同，分别调整RGON和RGOFF，以获得最佳驱动效果。2.4 逆变电路方案根据题目要求，选用三相桥式逆变电路三相桥式逆变电路：1采用电流型三相桥式逆变电路。2采用电压型三相桥式逆变电路。比较：电流型逆变器适合单机传动，加，减速频繁运行或需要经常反向的场合。电压型逆变器适合于向多机供电，不可逆传动或稳速系统以及对快速性要求不高的场合。根据题目要求，选择2。为实现方便，提高性能，采用集成逆变器模块设计。在相应的三相SPMW控制下，输出三相交流信号。IM14400是Cyntec公司的IPM系列器件的三相电机驱动器，它包含三相桥式逆变电路及相关控制、驱动电路。控制简单，适合该系统应用。在IM14400的P、N端施加整流输出电压，经过光耦隔离、晶体管驱动后的SPWM控制信号输入到IM14400，之后可在U、V、W端得到满足幅值要求的SPWM信号。该信号经滤波滤除高频分量后，即可得到所需要的正弦信号。该器件的+15 V工作电源是由DCDC转换器SR5D1550独立提供；而转换器的+5 V供电从FPGA引出。该转换器两边的地是隔离的。SPWM（Sinusoidal PWM）法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。PWM的全称是Pulse Width Modulation（脉冲宽度调制），它是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。广泛地用于电动机调速和阀门控制，比如我们现在的电动车电机调速就是使用这种方式。所谓SPWM，就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它广泛地用于直流交流逆变器等，比如高级一些的UPS就是一个例子。三相SPWM是使用SPWM模拟市电的三相输出，在变频器领域被广泛的采用。逆变电源主电路：正弦波中频逆变电源的主电路构成为空气开关。L为EMI滤波器，用以滤掉电网中的干扰和消除逆变电源对电网的干扰。K2，K3，K4为接触器，K2的作用是在系统启动时接通电源，在故障时切断主电源，其辅助触点K2用来在停机或保护电路动作时使滤波电容C1及C2上贮存的能量通过电阻R2快速放掉，以便检修或避免掉电时电容C1及C2中聚积的能量还未放完，逆变桥中同桥臂上下主功率IGBT因驱动脉冲电平不确定发生同时导通而损坏。接触器K3和电阻R1构成软起动电路，其作用是在系统启动时，通过电阻R1缓慢地对电容C1及C2充电，防止直接启动时由于电容器C1及C2上初始电压为零，导致整流桥模块承受过大的电流冲击而损坏，当电容C1及C2上的电压充到一定值时，接触器K3动作，其触点将电阻R1短接。K4用于将电源输出与负载隔开，等系统启动成功后再将负载接通，以保证电源系统顺利启动及保护用电设备。滤波电容C1及C2用来对整流后的电压进行滤波，以保证提供给逆变桥的电压为平直的直流电压。R3及R4分别并于C1及C2两端，以保证C1及C2各承受主电路中直流电压的一半。S为霍尔电流传感器，对逆变电源的直通及短路保护提供一取样信号。V1V4为4只IGBT，构成桥式逆变电路。C3及C4用来抑制IGBT通断过程中因电路中电感的存在引起的尖峰脉冲电压Ldi/dt，保证主功率开关器件IGBT不因承受过高的尖峰脉冲电压而击穿损坏。L1，L2，C5构成输出滤波器，把逆变桥输出的按正弦波规律变化脉宽的高频脉冲波还原成中频正弦波输出，并经变压器T1隔离后为负载提供合适幅值的电压。逆变电源主电路的工作原理可归纳如下：三相（或单相）交流市电经EMI滤波器滤波后，由整流桥模块U整流，再经电容滤波，加至由IGBT构成的桥式逆变电路，该直流高压经逆变电路逆变为脉宽按正弦波规律变化的高频脉冲波，再由输出滤波器滤掉高频谐波，得到中频正弦波，最后由变压器隔离、变压（升压或降压）后提供给负载。SPWM脉冲波由主控制电路产生并根据输出反馈电压和反馈电流来改变脉冲波的宽度，从而保证输出电压的稳定。逆变器件方案：方案一：利用分立元件。通常采用 6 个 IGBT 作为开关器件，组成一个三相 桥式逆变电路（如图 1-1） ，然后再做一套 IGBT 的驱动电路，即可实现一个逆变 电路。2.5 MOSFET驱动电路方案MOSFET驱动电路：1利用CMOS器件驱动MOSFET。2利用光耦合器驱动MOSFET。3采用MOSFET栅极驱动控制专用集成电路芯片IR2111。比较：1中由于电路自身的一些缺点，如驱动电路开关速度低等，不满足题目要求。2中采用光耦合器驱动MOSFET，因其自身的速度不高，限制了使用的频率，不满足题目要求。3中采用MOSFET专用的集成电路，芯片性能好，体积小，满足题目要求，故采用3。2.6 测量有效值电路方案在题目中，基本部分提到：负载有效值为0.5-3A时，输出线电压有效值应保持在36V。测量有效值电路：1信号分压处理后直接连接到A/D器件，FPGA控制A/D器件首先进行等间隔采样，并将采集到的数据存到RAM中，然后处理采集到的数据，可在程序中判断信号的周期，根据连续信号的离散化公式，做乘除法运算，得到信号的有效值，然后再计算输出电压，电流，频率，最后把计算结果送给显示单元显示。2信号分压后先经过真有效值转换芯片AD637.AD637输出信号的有效值模拟电平，然后通过A/D采集送到FPGA，直接计算输出电压，电流，频率，最后把计算结果送显示单元显示即可。有效值测量电路框图如图2-3所示。待处理的信号AD637ADC0809FPGA显示图 有效值测量电路框图比较：显然1占用大量FPGA内部资源，造成可用资源减少，不利于设计其他方面的利用，故选择方案2。当然采样的点数越多,计算的电压和电流的均方根值越接近其有效值,但是, 相应的 A/D 转换总次数也增加,会占用相当可观的执行时间;采用点数减小,虽 然 A/D 转换的总时间减少,但由此计算的均方根值与有效值之间的偏差势必增大, 因此,采用点数必须折中选取.该变频电源系统的采用点数定为 20,根据实验, 这样选取完全满足课题要求. PID 控制 PID 控制属于闭环控制,是指将被控量的检测信号反馈,并与被控量的目标信 号相比较,以判断是否已经达到预定的控制目标.如果尚未达到,则根据两者的 差值进行调整,直到达到预定的控制目标为止. PID 控 制 分 为 比 例 控制 ( Proportional Control ) 积 分 控 制(Integral , Control)和微分控制(Differential Control) .从系统框图可以看出,稳压环 节属于闭环控制系统,为了提高系统整体的性能,该系统采用了工程中常用的 PID 控制中的 PI 控制,具体地说,是增量式 PI 控制.采用增量 PI 既有利于加快系统 的控制过程,又便于对系统进行实时控制,同时也提高了系统的可靠性. 其中, 比例控制能迅速反映误差,从而减小误差,但是不能消除静态误差;为了消除静 态误差,我们还必须采用积分控制,但是积分作用太强会使系统超调量过大,甚 至出现振荡,因此积分常数的选取一定不能过大. 三相正弦波变频电源 常用于各种测量和控制电路中 , 产生单相或三相 正弦波信号作为基准信号 , 基准正弦波的波形质 量直接影响到测量和控制的精度 .对于一个良好 的正弦信号源 , 要求其输出的基准正弦波信号幅 值 ,频率高度稳定 ,失真度小 ,带负载能力强 , 幅值可调 , 对于三相正弦波信号还要求三相对称 度好 .兼顾这些要求往往使电路变得复杂 .SP2 WM 的实现方法多种多样 , 可通过专有芯片来 实现 , 如 HEF4752 ,SL E4520 等 , 但这些芯片 价格较贵 .软件方法 , 有表格法 ,随时计算法 , 1 实时计算法 . 前两种方法没有实时处理功能 , 动态响应时间较慢 .第三种方法有数学模型 , 如 自然采样法 ,规则采样法 ,等效面积法等 .本文 采用 A Tmega16L 单片机作为控制器产生输出信 号驱动晶体管 , 利用等效面积法生成 SPWM 。采用交流 - 直流 - 交流 , 即先整流后逆变的 方法 , 制作一个频率可调的三相正弦波变频电 源 . 先通过自耦变压器和隔离变压器将 220V 的 市电转化为 36V 左右 , 再通过电容滤波的不可 控整流电路 , 将交流整为直流 , 控制电路采用A Tmega16L 单片机通过内部的累加器和比较器冲 , 实现正弦波变频电源的设计 . 规则取样法：以正弦波为调制波 , 等腰三角波为载波进行 比较 , 在两个波形的自然交点时刻控制开关器件 3 的通断 这就是自然采样法 .其优点是所得 SP2 WM 波形最接近正弦波 , 但由于三角波与正弦 波交点有任意性 , 脉冲中心在一个周期内不等 距 , 从而脉宽表达式是一个超越方程 , 计算繁 琐 , 难以实时控制 , 用查表法将占用大量内存 , 调速范围有限 , 一般不采用 . 31313 等效面积法 把一个正弦半波分为 N 等分 , 每一等分的 正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积 相同的等高矩形脉冲代替 , 矩形脉冲的中点与正 弦波每一等分的中点重合 , 这样 , 由 N 个等幅 而不等宽的矩形脉冲所构成的波形就与正弦半波 等效 , 显然这一系列脉冲波形的宽度和开关时刻 4 可以严格地用数学方法计算得到 . 在区间 t , t + t , 正弦波面积为 S , 则有 : t S1 = M S +t sin t dt U t M ( t +t ) | ( 1) = U S cos t - cos 式中 M 为调制深度 , U S 为直流电源电压 .测量系统方案选择：方案一：采用电流,电压传感器将线电压线电流转化成较小的电量，之后使 ： 用集成真有效值/直流转换器和乘法器测量有效值和功率，使软件设计简单，具 有较高的精度。 方案二 ： 采用传感器将线电压线电流转化成较小的电量后，由单片机 PIC18F452 控制内置 AD 对信号进行采样，存储并对存储的数据进行分析计算， 进而得到有效值和功率。此方法硬件，软件上都容易实现，并同样具有较高的精 度。 方案的选择：以上两个方案功能上，精度上都能满足题目要求，但方案一使 用的器件较为昂贵，性价比不高。而方案二使用单片机系统对数据分析得到测量 量，充分发挥器件的作用，具有较高的性价比，故选择方案二。2.7 SPWM（正弦脉宽调制）波产生方案在给设计中，变频的核心技术是SPWM波的生成。SPWM（正弦脉宽调制）波产生：1采用SPWM集成电路。2采用AD9851DDS集成芯片。3利用FPGA通过编程直接生成SPWM波。比较：方案1是较好的一种产生SPWM波的方案，但题目中的说明中明确规定不能使用产生SPWM波形的专用芯片，所以不能采用此方案，2中由于DDS采用全数字计数，因此会存在杂散干扰，直接影响输出信号的质量，所以此方案也未被采用，故采用方案3。2PWM信号的产生方式：按照SPWM控制基本原理，在三角波和正弦波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断。如果采用自然采样法，会增加硬件的复杂度，但因该系统是以FPGA为控制核心，可方便地实现。把正弦波波形表存人存储器中，同时利用加法器和减法器生成三角形载波，再通过数字比较器产生所需要的波形。该方案具有可靠性高，可重复编程，响应快，精度高等特点。SPWM调制方式的选择载波比恒定的调制方式称为同步调制。同步调制时PWM脉冲在一个周期内的个数是恒定的，脉冲的相位也是固定的，将调制比设定为3的整数倍时，可以使输出波形严格对称，从而有效降低信号的谐波分量。但是，当逆变电路的输出频率比较低时，同步调制载波的频率也很低，过低时不易滤除调制带来的谐波， 当逆变电路的输出频率很高时，同步调制载波频率也过高，这将使开关器件的开关损耗增大。载波信号和调制信号频率不保持同步的调制方式称为异步调制。异步调制时保持载波时钟频率不变，当调制正弦波的频率发生变化时，载波比跟随变化，在调制波的一个周期内PWM脉冲的个数不固定，相位也不固定。正负半周期脉冲不对称，半周期内前后周期的脉冲不对称，造成信号的谐波分量较丰富，给后级滤波电路造成困难。该系统的逆变器输出频率在20100 Hz，输出信号的频率较低。设计采用IM14400作为逆变电路，IM14400的PWM输入频率范围为5 kHz0.3 MHz，可以选择很高的载波比。在异步调制方式下，当载波比很大时，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期的脉冲不对称造成的谐波分量都很小，PWM脉冲接近正弦波。载波频率的选择由SPWM逆变电源的谐波分量分析可知，SPWM电压源逆变器输出线电压谐波分量分布在c周围，提高SPWM的载波频率fc将使逆变器输出线电压的主要谐波分量分布在较高的频段，从而使逆变器的输出电压失真度很低。但是提高fc，会使逆变器中功率开关管的开关频率提高，这将大大增加逆变器的开关损耗。此外，fc提高还受到硬件的限制。通常情况下IM14400的关断延迟Toff=0.9s，开启延迟时间Ton=0.73s，由于其关断延迟大于开启延迟，易造成同一相上下两个桥臂同时导通。实际电路中由于硬件的时延，SPWM采样时刻的误差，以及为了防止同一相上下两个桥臂同时导通而设置了死区。IM14400的最小死区时间tdead设为3 s。SPWM脉冲的每一个开关脉冲之前都要加一个至少3s的死区时间tdead，当IM14400的开关周期Tg3 s，Tg和载波周期Te相等，所以fc0.33 MHz。IM14400要求输入的最低PWM脉冲频率5 kHz，所以5 kHzfc0.33 MHz。死区和开关时延是限制fc提高的最主要因素。fc越大，Tg越短，tdeadTg就越大，逆变器的输出电压谐波分布也越复杂。综上因素考虑，系统设计中选定fc=29.2 kHz，它在20100 Hz的频率范围内，其载波比292 k1460。2.8 变频电源基本结构图 变频电源：1交流变频电源实际上是一个AC-DC-AC装置。如图2-4所示，但这种电路在负载改变时不能达到题目稳频，稳压的要求。AC-DCDC-DCDC-AC负载控制电路调压调频AC220V/50Hz图2-4 开环结构方框图 2在上面方式的基础上，从负载端引出一个反馈信号。该反馈信号经处理后送FPGA与预置数相比较，比较结构送输入端，形成一个闭环控制系统。该系统可靠性高，误差小，满足题目要求。结构方框图如图2-5所示。AC-DCDC-DCDC-AC负载控制电路调压调频AC220V/50Hz图2-5 闭环结构方框图考虑到本设计方案，选择方案2。3 三相正弦波变频电源系统组成所设计的三相正弦波变频电源系统方框图如图3-1所示。控制方式采用单片机和FPGA共同控制的方式，由单片机AT89S52,IR12864-M液晶显示器，44按键构成人机界面。单片机控制IR12864-M液晶显示器44按键，并与FPGA的通信。FPGA作为本设计系统的主控器件，采用一块Spartan 2E系列XC2S100E-6PQ208芯片，利用VHDL（超高速硬件描述语言）编程，产生PWM波河SPWM伯。同时，利用FPGA完成采集控制逻辑，显示控制逻辑，系统控制及信号分析，处理，变换等功能。220V/50HZ的市电，经过一个220V/60V的隔离变压器，输出60V的交流电压，经整流得直流电压，经斩波得到一个幅度可调的稳定直流电压。斩波电路的IGBT开关器件选用BUP304;BUP304的驱动电力由集成化专用IGBT驱动器EXB841构成；EXB841的pwm驱动输入信号由FPGA提供，并采用观点隔离。输出的斩波电压经逆变得到一系列频率的三相对称交流电。交流输入斩波变换光电隔离光电隔离桥式逆变滤波输出直流输出滤波桥式整流扼流圈三相交流电输出过压保护EXB841驱动IR2111驱动电流检测电压检测占空比可调计数器可编程分频器SPWM数据表隔离隔离真有效值变换真有效值变换ASC0809A/D转换波形变换占空比锁存器分频系数锁存器比较运算器比较运算器设置数设置数输出电流指示通信模块单片机AT89S52IR12864-M汉字液晶显示器DS18B20温度传感器DBABFPGA逆变电路采用全控桥逆变电路，MOSFET桥臂由6个K1358构成。 K1358的驱动电路选用IR2111的控制信号SPWM由FPGA提供。逆变输出电压经过低通滤波，输出平滑的正选波，输出信号分别经电压，电流检测，送AD673真有效值转换芯片，输出模拟电平，经模、数转化器ADC0809，输出数据送FPGA处理。送人FPGA的数据经过一系列处理，送显示电路，显示输出电压，电流，频率及功率。4 交流电源整流滤波电路设计市电经220V/60V隔离变压器变压为60V的交流电压，输出扼流线圈，消除大部分的电磁干扰，经整流输出，交流电转变成脉动大的直流电，经电容滤波输出脉动小的直流电。在电路中有两个保险丝，题目要求输出电流的有效值达到3.6A时，执行过流保护，则采用4A的保险丝。输出端并联的电容为为滤波电容，容值为470。端连接过压保护电路。5 斩波和驱动电路设计设计的斩波和驱动电路如图5.1所示。该电路中IGBT（隔离栅双极性晶体管）采用BUF304，起最大电压为1000V，TO_218AB封装。选用IGBT专用集成驱动器EXB841进行驱动。 图5.1中，是整流滤波的输出电压端；EXB841的引脚端6连接快恢复二极管U8100；引脚端5连接光电耦合器TLP521;根据资料介绍。与引脚端2相接的电阻为4.7k（1/2W）; 引脚端1和引脚端9，引脚端2和引脚端9之间的电容,为47，该电容并非滤波电容，而是用来吸收输入电压波动的电容；在斩波后的电路中接一个续流二极管（）来消除电感储能对IGBT造成的不利影响；采用由电感()与电容（）组成的低通滤波器，尽可能降低输出电压波纹。当IGBT闭合时，二极管（）为反偏，输出端向负载及电感（）提供能量；当IGBT断开时，,构成回路，电感电流经二极管（），对IGBT起保护作用。光电耦合器TLP521的引脚图封装形式和内部结构如图所示。 图5.2TLP521-2引脚端封装形式和内部结图 5.3EXB841引脚端封装形式和内部结构 图5.1斩波和驱动电路EXB841驱动器的引脚端封装形式和内部结构如图5.3所示。EXB841的引脚功能如下；引脚端1为驱动脉冲输出参考端；引脚端2为驱动的IGBT脉动功率放大输出级正电源连接端；引脚端3为驱动脉冲输出端；引脚端7,8,10,11为空引脚端；引脚端5为过电流保护信号输出端；引脚端6为过电流保护取样信号连接端；引脚端9位驱引脚端1和引脚端9，引脚端2和引脚端9之间的电容,为47，该电容并非滤波电容，而是用来吸收输入电压波动的电容；在斩波后的电路中接一个续流二极管（）来消除电感储能对IGBT造成的不利影响；采用由电感()与电容（）组成的低通滤波器，尽可能降低输出电压波纹。当IGBT闭合时，二极管（）为反偏，输出端向负载及电感（）提供能量；当IGBT断开时，,构成回路，电感电流经二极管（），对IGBT起保护作用。光电耦合器TLP521的引脚图封装形式和内部结构如图5.2所示。 图5.2TLP521-2引脚端封装形式和内部结图 5.3EXB841引脚端封装形式和内部结构 EXB841驱动器的引脚端封装形式和内部结构如图5.3所示。EXB841的引脚功能如下；引脚端1为驱动脉冲输出参考端；引脚端2为驱动的IGBT脉动功率放大输出级正电源连接端；引脚端3为驱动脉冲输出端；引脚端7,8,10,11为空引脚端；引脚端5为过电流保护信号输出端；