2017毕业论文-基于DSP的变频电源的设计.doc

安徽理工大学毕业设计 i 目 录 摘要I ABSTRACT.II 1 绪论 1 1.1 本文主要内容 1 1.2 控制芯片概述 1 1.2.1DSP 芯片1 1.2.2 电源设计 4 1.3 数字变频电源的分类及优点 6 2 单相 SPWM 变频电源工作原理 .7 2.1 整流技术 7 2.1.1 变频电源的工作原理 7 2.2.2 滤波器10 2.3SPWM 基本原理 .13 2.4 数字控制系统设计 .16 2.4.1PI 调节器16 2.4.2PID 调节器.17 2.4.3 控制方案18 3 单相 SPWM 方式变频电源系统组成 22 3.1 主电路 .22 3.2 驱动电路 .22 3.3 检测电路 .23 3.3.1 电压检测23 3.3.2 电流检测24 4 数字控制的实现方法 .25 4.1 主电路流程图 .25 4.2 中断程序流程图 .26 4.3PI 调节流程图 .27 4.4 本章小结 .28 5 系统参数设计 .29 安徽理工大学毕业设计 ii 5.1 参数设计 .29 5.1.1 中频变压器 TR .29 5.1.2 串联谐振电容31 6 总结 .32 参考文献.33 附图：系统总电路图.34 附录：系统源程序.36 致谢.52 安徽理工大学毕业设计 I 基于 DSP 的变频电源的设计 摘要 随着新型电力电子器件和数字信号处理器的飞速发展，数字控制的逆变电源应 用日益广泛。因为数字控制相对于模拟控制有着显著的优点:简化了硬件电路设计， 克服了模拟电路中参数温度漂移的问题，控制灵活且易实现先进控制等，使得所设 计的电源产品不仅性能可靠，且易于大批量生产，从而降低了开发周期。因此，数 字化控制电源已成为当今开关电源产品设计的潮流。本文采用 Ti 公司的 TMS320LF2407A 的控制芯片和 IGBT 为核心来设计数字式逆变电源调节器，以取代 现有的以晶闸管为功率元件的模拟控制的逆变电源调节器。 本设计论文介绍了一种基于 DSP 芯片的全数字控制单相变频电源的设计，随着 变频调速技术的不断发展，变频器的应用越来越广泛，变频器除了具有卓越的调速 性能之外，还有显著的节能作用，是企业技术改造和产品更新换代的理想调速装置。 本论文提出了一种数字控制的单相逆变器结构，详细论述了系统的参数设计，整流 工作的基本工作原理，逆变的基本原理及 SPWM 正弦脉冲宽度调制。 基于 DSP 的 数字控制技术能大大改善产品的一致性，同时增加了控制的柔性，提高了整个系统 的稳定性和可靠性。 关键词：数字控制,DSP,SPWM 调制 安徽理工大学毕业设计 II Abstract With the rapid development of the new power electronic devices and the digital signal processors, digital control inverters are widely used. Because it has significant advantages compared with the analog control. Simplify hardware circuits design, overcome the parameters of temperature drift in the analog circuits, flexibly control and easily realize the advanced control and so on. It makes power products designed not only reliable but also easy to make the mass production, and reduces the development cycle. Therefore, digital control power has become the trend of switching power product design from now on. The paper designs a digital control system of the single-phase inverter based on sine width modulate with Ti company TMS320LF2407 control chips and the IGBT switches. This design paper introduced one kind based on the DSP chip entire numerical control single-phase frequency changer design, along with the frequency conversion velocity modulation technology unceasing development, the frequency changer application is more and more widespread, the frequency changer besides has the remarkable velocity modulation performance, but also has the remarkable energy conservation function, is the enterprise technological transformations and the product renewal ideal speeder. The present paper proposed one kind of numerical control single-phase inversion structure, in detail elaborated the system parameter design, the rectification work basic principle of work, the contravariant basic principle and the SPWM sine pulse width modulation. Can greatly improve the product based on the DSP numerical control technology the uniformity, simultaneously increased the control flexibility, enhanced the overall system stability and the reliability. KEYWARDS: EntirEntir numericalnumerical control,control, DSP,PWMDSP,PWM sinesine pulsepulse widthwidth modulationmodulation 安徽理工大学毕业设计 1 1 绪论 变频器是运动控制系统中的功率变换器。当今的运动控制系统包含多种学 科的技术领域，总的发展趋势是：驱动的交流化，功率变换器的高频化，控制 的数字化、智能化和网络化。因此，变频器作为系统的重要功率变换部件，提 供可控的高性能变压变频的交流电源而得到迅猛发展。 变频节电器是近几年发展起来的一种新型节能产品，对于各种交流电机设 备，配备专用的变频器后，可以使原电机的能源利用率大大提高，从而达到节 电之目的。在能源日益紧张的今天，变频器作为交流调速的一种主要手段，以 其极强的可靠性和抗干扰能力，在工业生产中得到了越来越广泛的应用，具有 广阔的市场潜力。因此，研究本课题具有很强的现实可行性。本文就变频器的 原理作了简单的介绍。 1.1 本文主要内容 近年来，通信网络、计算机、过程控制系统和自动化生产线得到了广泛地 使用，这就大大地增加了人们对全数字变频电源的需求。故选取全数字变频电 源作为毕业设计有一定的实用意义。本文所研究的是全数字单相变频电源要求 将三相380V，频率为50Hz的交流电变为输出为电压频率可变的交流电源。正常 工作时，若负载发生变化，该变频电源具有自动调节输出电压和频率使其维持 不变的功能。本次毕业设计输入端接入三相380V频率为50Hz的交流电，通过整 流，逆变，变频，变压器的降压变为30250V频率范围为40Hz1000Hz交流电， 并采用了闭环调节技术，可以对电压和频率进行调节。本系统除了主电路外， 还采用了许多附属电路，本文着重分析了驱动和检测电路的工作原理。 1.2 控制芯片概述 1.2.1DSP 芯片 采用高性能静态氧化物半导体技术，使得供电电压降为 3.3V，减少了功耗； 基于 TMS320C2xxDSP 的 CPU 核，保证与 TMS320 系列 DSP 代码兼容。 1. DSP 内核 CPU 中具有 32 位 CALU、32 位 ACC、16*16 位并行乘法器可 产生 32 位乘积、8 个辅助寄存器 ARX，CPU 时钟高达 20MHZ，指令周期为 20MIPS。 2. 内部存储器为 544*16 位片内 RAM、16K*16 位片内 Flash Memory、224K*16 位最大寻址范围；程序控制为四级流水线操作、八级硬件堆 栈和 3 个 XINT、PDPINT、RESET、NMI 等六个外部中断。 安徽理工大学毕业设计 2 3. 事件管理器的能力为：3 个通用 16 位硬件定时器，具有六种工作模式； 12 路比较/PWM 通道，包括三相六路 SPWM 口，可实现空间矢量控制；3 个带 死区功能的全比较单元，死区时间可编程；3 个单比较单元；4 个捕捉单元/正 交解码脉冲单元（CAP/QEP 单元） 。 4. 外围功能模块为：两路 8 通道 A/D 转换器、基于 PLL 的时钟单元、 Watchdog 单元、SCI 和 SPI 通讯接口、28 个可编程多路复用 I/O 口；可扩展的 外部存储器总共 192K 字空间；64K 字程序存储器空间；64K 字数据存储器空 间；64K 字 I/O 寻址空间。需要说明的是 TMS320LF240x DSP 是定点 l6 位芯片， 存储数据的最小单位是 16 位的字，每个地址(包括程序地址、数据地址及 IO 地址)所存的数据都是 16 位。 DSP 采用程序空间和数据空间完全分开的哈佛(Havard)结构，允许同时取 指令和操作数，而且允许在程序空间和数据空间之间相互传递数据，即改进的 哈佛结构。TMS320LF240x DSP 的 CPU 核心具有独立的内部数据和程序总线结 构。数据和程序总线分为 6 条 l6 位的总线，分别为：PAB，程序地址总线，为 读写程序空间提供地址；DRAB，数据读地址总线，为读数据空间提地址； DWAB，数据写地址总线，为写数据空间提供地址；PRDB，从程序空间向 CPU 传送代码、立即操作数和表信息的程序读总线；DRDB，从数据空间向中 央算术逻辑单元(CALU)和辅助寄存器算术单元(ARAU)传送数据的数据读总线； DWEB，可以传送数据到程序空间和数据空间的数据写总线。数据读地址总线 (DRAB)和数据写地址总线(DWAB)是相互独立的地址总线，CPU 在相同的机器 周期内可以同时进行数据读写操作。 TMS320LF240x DSP 流水线具有四个独立的阶段：取指令、指令译码、取 操作数以及指令执行。一般情况下，取指令占用 PAB 和 PRDB；指令译码不占 用任何程序和数据总线；取操作数占用 DRAB 和 DRDB；指令执行包括将执行 结果写回数据存储器，将占用 DWAB 和 DWEB。可见，TMS320LF240x DSP 独特的总线结构大大减少了流水线冲突，极大提高了指令的运行速度。 安徽理工大学毕业设计 3 图 1-1 芯片总体结构图 图 1-1 是芯片总体结构图。DSP 总体结构有许多独特的地方：一是采用多 组总线结构实现并行处理机制，允许 CPU 同时进行程序指令和存储数据的访问； 二是采用独立的累加器和硬件乘法器，使得复杂的乘法运算能快速进行；三是 累加器和乘法器分别连接了比例移位器，使得许多复杂运算或者运算后的定标 能在一条指令中完成；四是有丰富的寻址方式，可方便灵活地编程：五是有完 善的片内外设，可以构成完整的单片系统。其总体结构包括总线结构、中央处 理单元、存储器与 I/O 空间以及片内外设。 由于拥有上述优越的特点，使DSP芯片具有快速的计算速度和完善的控制 能力，能够实现各种不同类型的复杂控制算法，从而达到很好的性能要求。本 设计采用的控制器为TI公司的DSP芯片TMS320LF2407，其产生PWM信号的原 理为：由单独的定时器产生载波周期，当前需调制的数值与最大的调制数值相 减，其差作为比较对象，不断地与定时器的计数器的值进行比较。当两个值匹 配时，相关的输出就发生跳变（从低到高或从高到低）。这样就产生了输出脉 冲，它的开启（或关闭）时间与被调制的数值成正比，改变调制数值，相关引 脚上输出的脉冲信号的宽度也随之改变。 安徽理工大学毕业设计 4 1.2.2 电源设计 TMS320LF2407A 工作电压是 3.3V，而系统中许多常用外围器件主要工作 电压通常是 5V，因此以 TMS320LF2407A 为核心构成应用系统必然是一个混合 电压系统。系统中不仅要求有 3.3V 电源，还要求有 5V 电源。设计目标就是减 少所需电源数目，并减少产生这些电源电压所需器件数目。为了减少多电源所 需额外器件数目，不少厂家提供了产生多种电压芯片。同时，随着技术不断进 步，将会出现更多低电压器件，从而逐渐消除对多电源要求和产生这些电源花 费和复杂性。对于 TMS320LF2407A 应用系统而言，首先要解决就是 3.3V 电源 问题。解决 3.3V 电源通常有以下几种方案。 1. 电阻分压 利用电阻分压方法，其原理如图 1-2 所示。其成本比较低并且结构简单， 可以作为一种应急方案。但是，该电路实际输出电压显然要小于 3.3V，并且随 着负载变化，输出电压也会产生波动。此外，这种电路无功功耗也比较大。 图 1-2 电阻分压 2. 直接采用电源模块 考虑到开关电源设计复杂性，一些公司推出了基于开关电源技术低电压输 出电源模块。这些模块可靠性和效率都很高，电磁辐射小，而且许多模块还可 以实现电源隔离。这些电源模块使用方便，只需增加很少外围元件，但是价格 比较昂贵。 3. 利用线性稳压电源转换芯片 线性稳压芯片是一种最简单电源转换芯片，基本上不需要外围元件。但是 传统线性稳压器，如 LM317，要求输入电压比输出电压高 2V 或者更大，否则 就不能够正常工作。因此对于 5V 输入，输出并不能够达到 3.3V。面对低压电 源需求，许多电源芯片公司推出了低压差线性稳压器(LDO)。这种电源芯片压 R1 1K R2 1KC1 22uf C2 0.1uf D 1 +5V V out=3.3V 安徽理工大学毕业设计 5 差只有 1.3V0.2V，可以实现 5V 转 3.3V 要求。LDO 所需外围器件数目少、使 用方便、成本较低、纹波小、无电磁干扰。例如，TI 公司 TPS73xx 系列就是 TI 公司为配合 DSP 而设计电源转换芯片，其输出电流可以达到 500mA，且接口电 路非常简单，只需接上必要外围电阻，就可以实现电源转换。该系列分为固定 电压输出芯片和可调电压输出芯片，但这种芯片通常效率不是很高。 综合几种电源优缺点，DSP 系统采用 LDO 芯片 TPS7333。此芯片是 TI 公 司专门为 3.3V 低压系统设计，它是固定输出 3.3V，且有上电产生 DSP 系统复 位所需信号。此外它输出电流可达几百毫安，输出功率完全能够满足系统所需。 具体电路如图 1-3 所示。 图 1-3 产生 3.3V 电源电路 其中+5V 的电压是有 H7805AE 三端稳压 IC 产生，它的正向输出电压 +5V，电压误差范围（“A”表示正负误差 3%） ，即 4.505.005.15V。电路图如 1-4 所示。 图 1-4 H7805AE 应用电路 IN 4 IN 3 EN 2 GND 1 OUT 5 OUT 6 SENSE 7 RESET 8 U1 TPS7333 +5V R1 250K C1 10u C2 0.1u VCC D 1 ZD18.2V D ? D IO D E C1 C2C3 R1 RL SCR 13 2 VV G ND IN O UT U 1 H 7805A E R2 220V +5V 安徽理工大学毕业设计 6 1.3 数字变频电源的分类及优点 根据有无直流环节而将高压变频器分为两大类： 1.无直流环节的变频电源，即交交变频电源； 2.有直流环节的变频器称为交直交变频电源，其中直流环节采用大电 感以抑制电流脉动的变频器称为电流源型变频器；直流环节采用大电容以抑制 电压波动的变频器则称为电压源型变频器。 电流源型变频器又可以分为：器（LCI） ； 采用自关断器件（GTO 或 SGCT）的变频电源。 电压源型变频器则可以分为： 功率器件串联二电平直接高压变频电源； 采用 IGCT 或 HVIGBT 的三电平变频电源； 采用 LVIGBT 的单元串联多电平变频电源。 变频器是利用电力半导体器件的通断作用将工频电源变换为另一频率的电 能控制装置。其优点如下： 1)采用数字控制方案，使得许多高级，复杂的算法有可能通过数字控制器 件来实现。相对于传统的应用广泛的PID控制器，在上个世纪，人们提出许多高 级的，复杂的控制策略以满足用户对工业控制特性的越来越高的要求。其中应 用比较成功的有模糊控制，神经网络控制，无差拍控制，自适应控制等。这些 新型的控制策略，与传统的PID控制策略一起使用，可以取长补短，有效的提高 系统的性能。 2)采用数字控制方案，可以有效的提高电源的一致性，克服模拟控制带来 的产品性能分散性。应用模拟控制，不可避免的要碰到原器件参数分散的问题， 而这些问题都是设计者无法避免的。只有在设计时不断的调整系统参数来尽量 减小参数分散性对系统性能的影响。使用数字控制，可以很容易的提高产品的 一致性。 3)数字控制器件失效率低，可靠性高。构成的系统可靠性较模拟系统要高。 安徽理工大学毕业设计 7 2 单相 SPWM 变频电源工作原理 本次设计单相SPWM变频器在其工作中，首先是将380V的三相交流进行整 流，然后采用SPWM技术对整流后的直流电进行逆变，利用中频变压器降压后 给负载供电。下文就运用到的原理做一些简单的叙述。 2.1 整流技术 当整流负载容量较大，或要求直流电压脉动较小时，应采用三相整流电路， 其交流侧由三相电源供电。三相可控整流电路中，最基本的是三相半波可控整 流电路，应用最广泛的是三相桥式全控整流电路，本节就三相桥式全控整流电 路进行分析。 三相桥式原理图如图 2-1 所示，习惯将其中阴极连接在一起的 3 个晶闸管 （VT1，VT3，VT5）称为共阴极组；阳极连接在一起的 3 个晶闸管 （VT4，VT6，VT2）称为共阳极组。此外，习惯上希望晶闸管按从 1 到 6 的顺 序导通，为此将晶闸管按图的顺序编号，以下首先分析其工作情况。 2.1.1 变频电源的工作原理 A B C VT1VT3 VT5 VT4VT6VT2 负载 L 图 2-1 三相桥式全控整流电路 本次毕业设计整流部分采用的是晶闸管，所以我们着重分析其在自然换相 点处换相，即在 a=0 时的工作情况。由图 2-2 知变压器二次绕组相电压与线电 压波形的对应关系看出，各自然换相点既是相电压的交点，同时又是线电压的 交点。 从相电压的波形看，以变压器二次侧的中点 n 为参考点，共阴组晶闸管导 通时，整流输出电压 Ud1 为相电压在正半周的包络线；共阳极导通时，整流输 出电压 Ud2 为相电压在负半周的包络线，总的整流输出电压 Ud=Ud1-Ud2 是两条包络线间 的差值。将其对应到线电压波形上，即为线电压在正半周的包络线。 安徽理工大学毕业设计 8 图 2-2 电压电路波形 直接从线电压波形看，由于共阴极组中处于通态的晶闸管对应的是最大的 相电压，而共阳极中处于通态的晶闸管对应的最小的相电压，输出整流电压 Ud 为线电压在正半周期包络线。 为了说明各晶闸管的工作情况，将波形中的一个周期等分为 6 段，每段为 60 度,如图 2-2，6 个晶闸管的导通顺序为 VT1VT2VT3VT4VT5 VT6。 2.2 逆变工作原理 2.2.1 逆变器方波输出工作原理 图 2-3 是电压型单相全桥逆变电路的等效电路，其中全控型开关器件 Q1、Q7 同时通、断；Q3、Q5 同时通、断。 Q1（Q7）与 Q3（Q5）的驱动信号互 补， 即Q1、Q7有驱动信号时， Q3、Q5无驱动信号，反之亦然。 如果在期间，Q1、Q7 有门极驱动信号，Q3、Q5 截止，2/0 0 Tt =+E。在期间，Q3、Q5 有门极驱动信号，Q1、Q7 截止，=- ab V 00 2/TtT ab V E。因此输出电压是 180宽的方波电压，幅值为 E。 ab V 图 2-4(a)所示 180方波输出电压瞬时值、有效值分别为：)(tvab ab V Q 5Q 1 Q 7 Q 3 D1D5 D3D7 E a b D i a i Z 负 载 图 2-3 电压型单相全桥逆变电路的等效电路 安徽理工大学毕业设计 9 （2-1）)tnsin( n E tv ,n ab 4 531 （2-2）EdtV T V T dab 21 2 0 2 0 02 其基波分量有效值可表示为： （2-3）E.E E V90 22 2 4 1 纯电阻负载时电流是与电压同相的方波，如图 2-4(b)所示。 a i ab v 纯电感负载时电流是三角波： a i 在期间，线性上升；2/0 0 Tt EvdtdiL aba a i 在期间,，线性下降； 00 2/TtTEVab a i 在期间，虽然Q1、 Q7 有驱动信号， Q3、 Q5 阻断，但4/0 0 Tt 为负值，负值只能经 D1、D7 流回电源。故只在tT0/4， a i a i 以后由于 Q1、Q7 仍有驱动信号，且线0 a idtdiLEV aab 0 a i 性上升 直到 t=T0/2，所以 Q1、Q7 仅在期间导电，电源2/4/ 00 TtT 向电感 供电。同 理在期间是 D3、D5 导电；Q3、Q5 仅在 00 4/32/1TtT 期间导电，如图 2-4(c)所示。 00 4/3TtT 对于纯电感负载， （2-4） 2 2 0/ T i L t i L dt di LE amaa 因此其负载电流峰值为： am iLf/Eiam 0 4 当负载为电阻电感性负载（RL）时，亦可求得瞬时负载电流的表达式 a i 为： （2-5）)(sin 1 , 5 , 3 , 1 n n m n a tn nZ V i 式中电压基波峰值 （2-6）/EV m 4 1 n 次谐波阻抗 （2-7） 2122 )(LnRZn 相角 R Ln arctg n （2-8） 安徽理工大学毕业设计 10 电阻、电感性（RL）负载时，基波电流为： 1a i （2-9） )tsin( LR Eia 1 2 2 1 14 （2-10） R L arctg 1 是电流滞后电压的相位角。 1 1a i ab V 图 2-4(d)为 RL 负载时的基波电流。如果负载电流瞬时值为图 2-4(d)的波 1a i 形，在期间，Q1、Q7 有驱动信号，但为负值，且 Q3、Q5 截止，t0 a i 因此 D1、D7 导通，故直流电源输入电流为负值；在 dab VV d i a i 期间，为正值，Q1、Q7 有驱动信号导通，；在t a i ad ii 期间，Q3、Q5 有驱动信号但此期间仍为正值，且 Q1、Q7 截止，t a i 故 D3、D5 导通，所以、，直到，。然后 ad ii dab VVt0 ad ii 在期间 Q3、Q5 导通。图 2-4(e)是 R-L 负载时直流电源输入电2t 流的波形。 d i 2.2.2 滤波器 为了抑制高次谐波我用到了滤波器，滤波器又分无源滤波器和有源滤波器。 1.无源滤波器 主要由电容器、电抗器、有时还包括电阻等无源元件组成，对某次谐波或 t t t (a)负载电压 (b)电阻负载电流波形 (c)电感负载电流波形 t (d)R-L负载电流波形 (e)输入电流波形 驱动 7 Q 1 Q驱动 7 Q 3 Q驱动 5 Q ab V a i a i 0 0 0 0 0 0 T 4 0 T43 0 T 2 0 T 1 Q 7 Q 3 Q 5 Q 3 D 5 D 7 D 1 D 1 Q 7 Q 3 Q 5 Q 3 Q 5 Q 1 Q 7 Q R负载 L负载 a i RL负载 2 t D i 3 D 5 D 1 D 7 D 1 Q 图 2-4 方波逆变器电压、电流波形 安徽理工大学毕业设计 11 其以上次谐波形成低阻抗通路,以达到抑制高次谐波的目的。目前用于工程实际 的滤波器种类有: 各阶次单调谐滤波器、双调谐滤波器、二阶宽频带与三阶宽 频带高通滤波器等。 1)单调谐滤波器。一阶单调谐滤波器的优点是滤波效果好,结构简单(见图 2-5a);缺点是电能损耗比较大 , 但随着品质因数的提高而减少,同时又随谐波次 数的减少而增加。二阶单调谐滤波器,当品质因数在 50 以下时,基波损耗可减少 20%50 %,属于节能型,滤波效果等效。三阶单调谐滤波器(见图 2-5c)是损耗最 小的滤波器,但组成比较复杂,投资较高,用于电弧炉系统中,二次滤波器选用三阶 滤波器较好,其它次谐波选用二阶调谐滤波器。 2)高通(宽频带)滤波器。一般用于某次及以上次的谐波抑制(见图 2-5b)。例 如在电弧炉系统中采用高通滤波器时,通过参数调整,可对 5 次及以上谐波形成低 阻抗通路,这样对高次谐波就起到滤波作用。 图 2-5 各种无源滤波器的结构图 2.有源滤波器 虽然无源滤波器具有投资少、效率高、结构简单及维护方便等优点,在现阶 段广泛用于配电网中,但由于滤波特性受系统参数影响较大,只能消除特定的几次 谐波,而对某些次谐波会产生放大作用,甚至产生谐振现象等因素,随着电力电子 技术的发展,人们将滤波研究方向逐步转向有源滤波器，有源滤波器不仅能够补 偿各 安徽理工大学毕业设计 12 图 2-6 有源滤波 次谐波,还可以抑制电压闪变现象,补偿无功功率,具有再适应功能,可自动跟踪补 偿变化的谐波,具有高度可控性和快速响应等特点。另外,增加整流变压器二次侧 的相数,采用多相整流的整流装置,可以有效消除次数低的谐波。还可以通过改善 供电环境,如设法加大系统的短路容量,提高谐波源负荷的供电电压等级,有专门 线路为谐波源负荷供电措施。 在本次设计中我用到的是 LC 滤波器。 由于逆变桥输出的并不是用户所需要的正弦波，而是包含很多谐波的正负 方波，所以通常逆变电路输出端要接 LC 低通滤波器滤除阶次较高的谐波，将 接近正弦的电压供给负载，如图 2-7 所示。 若逆变电路输出的 n 次谐波()有效值为，则经 LC 滤波器衰减以后输出到n n V 负载的 n 次谐波电压近似为 Ln V （2-11） 1 1 1 22 LCn V cn cn Ln V V nn Ln 适当地选择 LC 使 n 次谐波容抗远小于感抗：，Cn/1Ln 22 1nLC/ 即谐振频率，则nLC/1 0 （2-12） 2 0 2 0 2 22 ) n ( V n V LCn V V nnn Ln （2-12）式表明逆变电路输出端的 n 次谐波电压经 LC 滤波器后要衰减 逆 变 器 L CLoad v L vE 图 2-7 带 LC 滤波器的逆变器 安徽理工大学毕业设计 13 倍。谐波阶次越高，经同一 LC 滤波器衰减后它对负载的影响越小。 2 0 2 )/(n 2.2.1 节中单相逆变器输出电压均为 180宽的方波交流电压。其输出电压中 基波电压数值只由输入电压唯一确定，而且输出电压中除基波外含有大量的E 谐波，对其中的三、五、七等低阶次谐波若采用 LC 滤波器去衰减，则必须有 LC 数值很大的滤波器，因为要滤除 n 次谐波必须，即cn/Ln1 ，谐波阶次 n 低，要求 L、C 的谐振频率nLC/1 0 n/LC1 低，要求 L、C 数值很大。这不仅使滤波器庞大，而且过大的电感有负载电 0 流流过时还会引起较大的基波电压降，过大的电容 C 又会使通过电容的基波电 流较大。逆变器输出电压的控制就是要使输出电压的基波分量大小可控，输出 电压波形中含有的谐波成分小且最低阶次的谐波阶次高，这样仅用较小的 LC 滤波器即可起到很好的滤波效果。 在实际应用中，很多负载都希望逆变器的输出电压（电流） 、功率以及频率 能够得到有效和灵活的控制，以满足实际应用中各种各样的要求。例如，异步 电动机的变频调速就需要逆变器的输出电压和频率都能改变，并实现电压、频 率的协调控制。对于全数字控制变频器，则要求在输入电压和负载变化情况下 频率可变。于是满足上述要求的正弦脉宽调制得到了广泛的应用。 2.3SPWM 基本原理 采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有 惯性的环节上时，其效果基本相同。PWM 控制技术就是以该结论为理论基础， 对半导体开关器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽 度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的规 则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输 出频率。 SPWM（Sinusoidal PWM）法是一种比较成熟的、目前使用较广泛的 PWM 法。SPWM 法就是以上述结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正 弦波等效的 PWM 波形即 SPWM 波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输 出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改 变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。 各种 PWM 控制策略，特别是正弦脉宽调制 SPWM 控制已在逆变技术中得 到广泛应用。在 DC/DC、AC/DC、AC/AC 变换中，PWM 控制技术也是一种很 好的控制方案并已得到广泛的应用。目前，SPWM 主要有单极性正弦脉宽调制 （SSPWM） 、双极性正弦脉宽调制（BSPWM） 、单极倍频正弦脉宽调制等几种 方式。 安徽理工大学毕业设计 14 图 2-9 中给出了双极性 SPWM 调制原理，其中调制参考波为幅值为的 rm V 正弦波，其频率就是输出电压基波频率。高频载波为双极性三角波， r v r f 1 f c v 幅值为，频率为。无论在的正半周还是负半周，当瞬时值时， cm V c f r v cr vv Q1、Q7 导通， Q3、Q5 截止，于是逆变器输出电压；当瞬时值Evab 时， Q1、Q7 截止，而 Q3、Q5 导通，于是逆变器输出电压。 cr vv Evab 因此可以得到输出电压的波形： ab v tVtv m sin)( 1 0t 4 5 2 1 2 3 7 8 9 2 10 t d V d V )(tvab (b) )(tv 10 3 1234 5 10 987 6 10 5 10 7 10 9 12345 1 2 0 (a) (b)SPWM等效电压(a)正弦电压 1 a 2 a 图 2-8 用 SPWM 电压等效正弦电压 它在正负半周中都有多个正、负脉冲电压，故称这种 PWM 控制为双极性 正弦脉冲宽度调制。 这种调制方式下，载波比，每半个周波中正脉冲和负脉冲共有 1 / ffN c N 个。若固定三角载波频率，改变，即可改变输出交流电压基波的频率 c f r f （） ；若固定载波比 N，改变三角载波频率，则也可改变输出交流 1 f r ff 1c f 电压基波的频率。另外，电压调制系数，固定三角载波电压幅 1 f mcmr VVM/ 值，改变正弦调制参考波的幅值，即改变调制比 cm V r v rm V ，则将改变与两波形的交点，从而改变每)/( mcmrcmrm VMVVVMM， r v c v 个脉冲电压的宽度，改变中基波和谐波的数值。可以证明，如果载波比 N 足 0 V 够大，调制比，则基波电压幅值，输出电压基波1M cmrmm V/VEEMV 1 最大时其有效值只能达到，即。对比 180宽的E./E70702 )M(EV m 1 1 方波交流电压，其基波有效值由公式（2-3）式可知为，可见双极性正E.V90 1 弦脉冲宽度调制 SPWM 改善输出电压波形的代价是牺牲了直流电压利用率，即 输出电压的基波电压从减小到 0.707。E.V90 1 E 安徽理工大学毕业设计 15 频谱分析表明：PWM 脉冲电压具有与理想正弦电压相一致的基波分量， 而其最低次谐波的频率可以提高到 SPWM 调制频率（即开关频率）附近。 采 用双极性 SPWM 控制时输出电压中可以消除 N-2 次以下的谐波，因此除基波外， 其最低阶次的谐波为 N-2 次。如果逆变器输出频率，开关的通、断频Hzf50 1 率，则 N=20000/50=400，这时可消除 398 次以下的谐波。存留的高kHzfc20 次谐波相对值比 180宽的方波中同阶次的谐波相对值虽然还可能高一些，但由 于其阶次高，容易滤除，其相应的畸变系数还是很小的。因此，开关频率足够 高时，利用较小的滤波器就可以将其中的谐波滤除，使逆变器输出电压波形很 接近于标准正弦。 在全数字变频器系统中，逆变桥工作在单极倍频 SPWM 工作方式，单极倍 频 SPWM 调节原理如图 2-10 所示。图中依次分别为：SPWM 驱动信号形成示 意图、逆变器第一态，且有一定的死区限制（死区时间内二者都不导通） ， Q5、Q7 组成另一个桥臂，互为交替互补通断状态，有相同的死区限制。Q1 和 Q5 的触发信号相位相差 角度，这就形成了单极倍频工作方式。与双极性电压 开关电路相比，其输出谐波频率是开关频率的两倍，谐波分量小，易于滤除。 死区的设置是为了防止因 Q1、Q3 或 Q5、Q7 同时导通而形成桥臂直流短路故 障。如果在四个开关桥臂输出电压的波形、逆变器第二桥臂输出电压的波 a v b v 形、桥式逆变器输出电压的 SPWM 波形。控制过程中，Q1、Q3 组 baab vvv 成一个桥臂互为交替互补通断状态器件 Q1Q7 的栅极和发射极间加上按正弦脉 冲宽度调制（SPWM）的高频信号，那么逆变桥输出电压即是 SPWM 电压波形。 图 2-10 单极倍频 SPWM 调制原理图 9 r c f f N cm V rm V t t 1 2 3 22 2 3 4 E E ab v 2 cm rm V V M 2 0 图 2-9 双极性 SPWM 调制原理图 E 0 E 0 E 0 -E 安徽理工大学毕业设计 16 2.4 数字控制系统设计 Boost模式中以输出电压作为反馈信号构成单闭环控制系统。电压单闭环的 典型控制框图如图2-11所示。 图2-11中，电压环控制器Gv可根据控制系统的要求选择P，PI，PID等不同 形式；PWM环节将控制器输出与锯齿波相比较输出为脉冲占空比锯齿波幅值为 1，则 GvPWM 2 1 /1LCssL R v k r u o u f u c u i v 图2-11电压型单闭环控制系统框图 PWM 环节的传函可以用单位 1 表示。稳定工作的开关电源输出除了受的控 c u 制外，还与和负载大小有关。这里可以把输入电压看成是一个扰动，因此 i v i v 输出将只受给定信号的影响，而不受的影响。控制对象为 LC 滤波器及其 r u i v 所接阻性负载 R，对应的传函 Ho为输出滤波器传递函数： 或 （2-13） 2 1 /1 o H s LCsL R 2 1 ( /)( /) 1 o H ss 这里 1/L C RLC 显然 HO为典型的二阶系统传递函数形式。按照归一化的思想，设 。1/rad s 2.4.1PI 调节器 在图 2-11 中，电压反馈取为单位负反馈即，若电压环控制器 Gv 采用1 v k PI 调节器，其传递函数可表示为： （2-14） (1) ( )/ pi vpi i Ks G sKKs s 其中/ ipi KK 根据上述取值可以得到闭环系统的开环传递函数： 安徽理工大学毕业设计 17 （2-15） 1 1 ) 1( )()( 2 00 sss sK HsGsG i ip V 为使闭环系统稳定，通常选。对于一个实际系统，一旦LC参数设1/ i 计好之后值随之确定。可首先确定保证系统闭环稳定的值，然后再由式 p K （2-14）计算相应的值，这样可以快速确定PI调节器中和这两个参数 i K p K i K 值。在归一化的情况下 ，则式(2-15)可写成：1 i （2-16） 1 1 ) 1( )()( 2 00 sss sK HsGsG p V 则其闭环函数： （2-17） 32 (1) ( ) 1(1) p O c Opp Ks G G s GssKsK 其闭环特征方程为=0 32 (1) pp ssKsK 根据Hurwitz判据，使系统稳定的充要条件是即(1)0 pp KK ，而与关系如图2-12所示。/1 p K p K 图2-12 与的关系示意图 p K 从图2-12可知，对于控制对象来说为保证闭环控制稳定性，当阻尼比小 时，PI控制器的Kp可以选择较小的值，这时稳态精度将较大，当阻尼比大时， Kp应选择较大的值，但稳态精度将降低。另一方面， Kp的取值还应确保在谐 振峰处的增益不超过0dB。 2.4.2PID 调节器 若控制器采用 PID 控制器，文献提出了对于逆变系统根据其性能指标的要 求进行零极点配置的方法。PI 控制作用影响低频段，增大低频增益并改善静态 精度，PI 控制器的作用如同相位滞后补偿器。而 PID 控制器是一个滞后超前 控制器，不仅可以增大相位超前角并改善系统稳定性，而且也增大了系统的带 0.10.20.30.40.50.60.7 0.5 1 1.5 2 Kp 安徽理工大学毕业设计 18 宽，因此响应速度加快。 本文则通过图形分析法来确定 PID 调节器的参数。 PID 调节器的传递函数可表示为： （2-18） 2 / pid vpid K sKK s GKKsK s s 则开环传递函数为： （2-19） 1 1 )()( 2 2 00 sss sKKsK HsGsG dip v 显然此时的开环传递函数中有 2 个零点需要确定，其中一个零点可以设置 为对应于输出 LC 滤波器的谐振角频率处，在归一化设计中=1。这样设计 n n 的好处在于能够近似对消掉控制对象中的大的慢性环节，提高开环的截止频率， 加快动态响应。另一个零点则置于第一个零点约 1/3 频率处，为主极点。同时 选择适当的 Kp 值可以的使系统的谐振峰值不超过 20dB，开环截止频率比 PI 调 节器时要高得多，因此动态响应也要快很多。 2.4.3 控制方案控制方案 本文所设计的变压变频电源输出基波频率及电压变化范围较宽，输出频率 为 40Hz1KHz，输出电压 30250V，选择合适的控制策略才能使整个输出范围内 的 THD 较小。逆变器控制策略有很多，如重复控制、无差拍控制、电压电流双 环控制和瞬时值内环平均值外环控制等。本文采用了外环为平均值环、内环为 瞬时值控制获得快速的动态性能，保证输出畸变率较低，外环使得各个频率段 的输出电压具有较高的精度，并通过采用 DSP TMS320F240 全数字控制得以实现。 VVVF 电源结构框图如图 2-13 所示。单相正弦波输入电压经 Boost 环节 AC U 变成 540V 稳定的直流输入，逆变部分采用全桥结构。 安徽理工大学毕业设计 19 图 2-13VVVF 电源结构框图 全数字控制器控制电路以电机控制专用的 DSP 芯片 TMS320F240 为核心，采 用内环瞬时值环、外环平均值环的双环控制。内环速度比外环快，在正弦给定 的情况下，瞬时值内环反馈能使电压波形尽量接近正弦波，以减小输出电压畸 变率。外环为平均值环，采用 PI 调节器，速度较慢。有了平均值外环，可以保 证输出电压有较高的精度。 控制系统设计控制系统设计 系统的控制图如图 2-14 所示 图中 E直流母线电压PWM 环节等效增益 pwm K 为输出滤波器网络。输出电压经整流滤波及比例环节和参考电压相 )/( 2 RLsLCRsR 比较，误差信号经外环 PI 调节器乘以参考标准正弦波作为内环参考给定。 sKsK Wwp / )( 1 输出电压经比环节比例和内环参考相比较，误差信号经内环 PI 调节器得到 sKsK iiip / )( 了内环的输出，控制逆变电源输出参考给定。 内环设计内环设计 内环被控系统的传递函数为： （2- 1 2 = PWM K KER G s LCRsLsR 安徽理工大学毕业设计 20 20） 图中曲线 1 为被控系统波特图，为滤波器的转折频率。内环采用 PILC c /1 调节器，图中曲线 2 为 PI 调节器的特性，转折频率等于，这样，补偿后的 c 开环传递函数为： （2-21） 1 2 ( )* ipii PWM K sK K KER G s sLCRsLsR 波特图如图 2-15 所示： 其中为穿越频率。补偿后，系统在低频以-20dB 下降，保证了有较高的低频 0 开环增益，在高频以-40dB 下降，较好的抑制了开关频率分量及高频扰动。 在实际中，尤其在轻载或空载时，不能选择过大，过大且靠近时， 0 C 系统会出现不稳定。根据主电路参数 L=360uH,C=2.2uh, =,LC/1 0 4 10*55