动力锂离子电池充电电源设计

SHANDONG毕业设计说明书动力锂离子电池充电电源设计学 院：电气与电子工程学院专 业： 自动化 学生姓名： 赵永国 学 号： 0812107100 指导教师： 王 健 2012年 06月I摘 要摘 要随着全球能源与环境问题的日益突出，电动汽车在节能减排方面的优势使其得到迅速发展。电动汽车充电电源为电动汽车持续运行提供有效的能源补给，是电动汽车发展的关键零部件之一。因此，设计和研制能较好地满足动力锂离子电池的充电需求的动力锂离子电池充电电源，对电动汽车产业化和市场化有重要意义。本文首先确定了充电电源的总体方案，设计了一款以SG3525和IR2113芯片为控制和驱动芯片的高频逆变式充电电源，电源主电路采用高频整流电路、滤波电路、高频逆变电路等。完成了主电路中变压器的设计及功率磁性元器件的设计，主要功率器件的选型等，进行了控制电路设计，控制部分采用电压外环电流内环的双闭环PI调节器实现主电路的恒流恒压输出，同时设计了保护电路，防止过压过流现象的发生。关键词：高频逆变，充电电源，PI，电动汽车，全桥变换IAbstractWith the global energy and environmental issues haveing become increasingly prominent, electric vehicles in terms of energy saving and emission reduction have been developing rapidly. And electricity providing such vehicles with continuing and effective energy is one of the key components of its development. Therefore, the design and production of better charging source that can meet the needs of lithium-ion battery is extremely important to the industrialization and marketization of the electric vehicle. This thesis determines, in the first part, the overall scheme of a charging source, which controlled and driven by a SG3525 and IR2113 chip high-frequency inverter. The main circuit of the charging source consists of high-frequency rectifier circuit, filter circuit, high frequency inverter circuit and so on. The thesis completes the design of the transformer in the main circuit and of power magnetic component, analyses the selection of the main power device as well. Whats more, during the control circuit design, constant current and constant voltage output in the main circuit are realized by using double closed-loop PI regulatorvoltage loop and current loop in the control part. In the meantime, a protection circuit is designed to prevent the occurrence of over-voltage and over-current.Key words: High frequency inverter,Charging power supply,PI, Electric vehicles, Full bridge 目 录目 录摘 要IAbstractII目 录III第一章 引 言11.1 本课题所研究的背景和意义11.2 国内外研究现状21.3 发展趋势31.4 论文的主要工作5第二章 课题的总体设计方案72.1 主回路拓扑选择72.2 方案的设计与论证82.3 系统的工作原理102.4结论11第三章 充电电源主回路设计123.1 充电电源设计指标123.2 主电路参数计算123.2.1 输入整流滤波电路计算123.2.2 高频变压器的设计133.2.3 MOSFET的选择163.2.4 输出高频电感的设计163.2.5 输出滤波电容的计算163.2.6 隔直电容的选取173.2.7 输出整流二极管选取183.3 MOSFET的缓冲电路183.4 本章小结19第四章 充电电源的控制电路设计204.1 调节器的设计214.1.1 模拟Pl214.1.2 充电控制策略224.1.3 闭环控制244.2 PWM波发生电路设计254.2.1 SG3525的工作原理254.2.2 SG3525外围电路设计284.3 驱动电路的设计294.3.1 IR2113的工作原理294.3.2 IR2113的外围电路设计304.4 检测电路设计314.4.1 输入侧电压采集电路314.4.2 输出侧电压采集电路324.4.3 输出侧电流采样电路334.5 过压过流保护电路设计344.5.1过压保护电路354.5.2过流保护电路354.6 辅助电源的设计364.7 本章小结37结 论38参考文献39致 谢40附 录41IV第一章 引言第一章 引 言1.1 本课题所研究的背景和意义汽车自问世以来，已逐渐成为人们生产和生活中不可缺少的工具，成为现代社会文明的重要组成部分；但是，汽车在其发展过程中，伴生了两个严重问题：环境污染和能源危机。自上世纪初开始环境污染和能源危机已引起世界各国的广泛关注，其中对汽车的耗能所造成的污染尤为关注。目前世界范围内的汽车大约消耗全球原油产量的45%，并释放出大量的温室效应气体CO2;汽车尾气中还含有其他污染气体如SO2和NO。近年来，我国汽车行业发展迅速,己成为世界第四大汽车生产国和第三大汽车消费国。据估计，2010年全国汽车保有量将达到5669万辆，2020年将高达13103万辆。机动车的燃油需求分别为1.38亿吨和2.56亿吨，为当年全国石油总需求的43%和57%，也就是说，汽车将要消耗掉一半左右的石油。因此汽车对石油的需求问题将是关系到国家能源安全的大问题。当今世界各国也面临同样的问题。因此开发电动汽车成为了世界各国共同认可的急切任务。大力发展锂电池汽车，用电代油，是全世界可持续发展的战略措施。现今已有很多汽车制造厂商、电池制造厂商、化学试剂公司和各国的政府部门已投入大量资金和人力，加速EV的研发。作为电动汽车的动力源泉，电池的问题引起了各研究机构的广泛关注。在现有实用的电池中，锂离子电池被公认为是最有希望的动力电池。锂离子蓄电池与其他电池相比，主要有以下特点：(l)高能量密度：锂离子电池的重量是相同容量的镍福或镍氢电池的一半，体积是镍镉的4050%，镍氢的2030%。(2)高电压：单体锂离子电池单体的工作电压为3.7V，相当于三个串联的镍镉或镍氢电池。(3)无污染：锂离子电池不含有诸如镉、铅、汞之类的有害金属物质。(4)循环寿命高：在正常条件下，锂离子电池的充放电周期可超过500次。(5)无记忆效应：由于锂离子电池不存在记忆效应，因此在未完全充放电的情况下不会减小容量。但若过充的话则会影响锂电池的寿命。基于上述特点，锂离子电池十分适宜于作为电动汽车的动力源。目前北京已有锂离子蓄电池纯电动公交车示范运行线并运行良好，说明锂离子电池应用于电动汽车会取得良好的效果。对于蓄电池的使用和维护来说，能充分、安全、高效的对其进行充电是一个很重要的问题，其效果直接影响到了电池的性能和寿命。电动汽车的发展正处于一个方兴未艾的时期，本实验室也积极参于到了该课题的研究中。文中所设计的充电器正是基于实验室课题针对动力锂电池组而设计的。1.2 国内外研究现状国际发展史：1955 年，美国的科学家罗耶首先研制成功了利用磁心的磁饱和来进行自激振荡的晶体管直流变换器。20世纪60年代末，由于微电子技术的快速发展，高反压、大电流的功率开关晶体管出现，从此，直流变换器就可以直接由工频电网电压经整流、滤波后输入供电，终于将体积大、重量重、效率低的工频降压变压器甩掉了，从而迅速地扩大了它的应用范围，在此基础上诞生了无工频变压器的开关稳压电源。目前面临四个困难：（1）随着电力电子技术和微电子技术的高速发展以及集成度高、功能强的大规模集成电路的不断出现，电子设备的体积在不断地缩小，重量在不断地减轻，内部功率损耗在不断地减小。因此开关电源的小型化、微型化、模块化就成了技术人员研究和探讨的核心。（2）开关电源的效率与功率开关的变换速度成正比，要进一步提高开关电源的转换效率，就必须提高其工作频率。但是，当工作频率提高以后，对整个电路中的元器件又有了新的要求。例如，高频电容、储能电感等新问题。（3）开关电源电路中的功率开关工作在频率较高的开关状态，其高频电压和 电流就会产生较强的尖峰干扰和谐振噪声。随着开关电源的发展，虽然这些缺点 得以改进， 但是在一些对输出稳定度和输出纹波要求较高的精密电子测量仪器和仪表中，却不能得到使用。所以，克服开关电源的这一缺点，进一步提高它的输出稳定度和降低它的输出纹波电压，扩大它的适用范围，就成了第三个困难。（4）寻求新的驱动方式和新的功率开关去解决驱动导通的上升时间内损耗、驱动关断的下降时间内的损耗、导通后由于管压降不能为零而产生的损耗和关断后由于漏电流不能为零而引起的损耗这将成为第四个困难。随着科技人员不断努力探索，终于研制出了具有零流关断和零压开通的复合，综合性能优势在门极驱动与功率开关IGBT（芯片：IXDN404、SIE20031）保护。这种复合功率开关 IGBT 把晶体管和MOSFET管的优点集于一体，既具有MOSFET 管的输入驱动所需功率非常小的输入特性，又具有晶体管的导通后管压降非常小的输出特性。解决如上不少的难题，实现了突破性的进展。国内发展情况： 我国的开关电源设计、研制和生产开始于20世纪60年代初期，到60年代中期进入了实用阶段。70年代初期开始设计、研制和生产无工频降压变压器的开关电源。1974年研制成功了我国第一台工作频率为10kHZ、输出直流电压为 5V 的无工频降压变压器的开关电源。虽然这些年取得了进步，但和发达国家相比，我们的技术还很落后。由于我国的半导体技术与工艺跟不上时代发展，导致我们自己研制和生产的无工频降压变压器的开关电源关键器件，如开关晶体管，高频开关变压器磁性材料都是国外的。因此，我们最根本的问题是要提高我国的半导体技术和工艺。开关电源优缺点（1）优点： 内部功率损耗小，转换效率高。 体积小，重量轻。 稳压范围宽，线性调整率高。滤波效率大为提高，滤波电容的容量和体积大为减小。电路形式灵活多样。与线性稳压电源相比，其工作频率比线性电源工频高了几个数量级，开关电源比普通的线性电源效率高。由于线性电源功率管工作在线性区，由P=UI得，随着I越来越大功率就越大。而开关电源工作在开、关两种状态，当电阻很小时为开，当电阻很大时为关。当开关断开时，电流很小；当开关闭合时，电压很小，所以发热功率UI 就会很小。这就是开关电源效率高的原因。（2）缺点：存在较严重的开关噪声和干扰电路复杂，不便于维修成本高，可靠性低。1.3 发展趋势开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展期。开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。以功率晶体管(GTR)为例，当开关管饱和导通时，集电极和发射极两端的压降接近零；当开关管截止时，其集电极电流为零。所以其功耗小，效率可高达70%-95%。而功耗小，散热器也随之减小。开关型稳压电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器。此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此开关电源具有重量轻、体积小等优点。另外，由于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为22010%，而开关型稳压电源在电网电压在110-260伏范围内变化时，都可获得稳定的输出电压。 开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。 目前市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面。一、小型化、薄型化、轻量化、高频化开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积；在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。二、高可靠性开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。三、低噪声开关电源的缺点之一是噪声大。单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声。所以，尽可能地降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。四、采用计算机辅助设计和控制采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。1.4 论文的主要工作本论文共分四章，现将各章内容介绍如下：第一章为引言，主要介绍研究动力锂离子电池充电电源设计的研究背景和意义，并大体介绍了充电技术的国内外发展历史和现状，进一步讲述了开关稳压电源的发展趋势和前景。 第二章为总体方案设计与论证，主要介绍了实现本课题的方案。本章共分两个方案来实现充电要求，第一种方案选择以功率元器件MOSFET来实现，第二种方案选择以功率元器件IGBT来实现。通过对两种方案的比较，选择方案二作为最佳方案。第三章为主回路设计，主要对主回路参数分析和设计，然后给出了整个动力锂离子电池充电电源的主回路的电路图。然后根据动力锂离子电池充电电源的参数指标，分别阐述了对输入回路、滤波回路、功率开关管、隔直电容、变压器、输出回路等元器件的选型和参数设计工作。首先对前级滤波电路的电容进行了设计计算，然后详细介绍了变压器设计的相关步骤，给出了变压器变比、磁芯选择、原副边匝数计算、绕组导线的选取等相关计算的步奏。接着进行了MOSFET选型计算，输出高频电感计算，输出滤波电容计算，隔直电容计算和选取，以及输出整流二极管的选择和MOSFET的缓冲电路的设计。第四章为控制电路设计，主要阐述了动力锂离子电池充电电源控制电路中PWM波产生电路、驱动电路、检测电路、保护电路以及辅助电源的设计。首先讲述了调机器的设计过程和闭环控制的电路设计，接着对SG3525的功能进行阐述以及其外围电路的设计，然后对驱动IR2113的功能进行阐述和对其外围电路的设计，接着完成了检测电路和保护电路的设计，最后对控制电路中用到的电源进行了设计。6第二章 课题的总体设计方案 第二章 课题的总体设计方案2.1 主回路拓扑选择 对于本设计中的充电电源，由于其输出功率较大且输出电压较高为72V，考虑用电安全，应选用带隔离的功率变换器，在实际中用于中大功率场合的拓扑主要有以下几种：图2 -1推挽式开关电源回路图2-2 半桥式开关电源回路图2-3 全桥式开关电源回路如上图所示，实际中常用的带隔离的变换器主要有以上三种。图2-1与图2-2所示的推挽式与半桥式变换器所用开关管的数量为全桥变换器的一半，而在实际中由于在功率开关管电压和电流额定相同时，变换器的输出功率通常与所用开关管的数量成正比，故全桥变换器的输出功率大，故在中大功率场合下，众多DC/DC变换器拓扑中，应首选全桥变换器。全桥变换器由四个功率开关管构成，主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正反向磁通，变压器铁芯和绕组得到最佳利用，使效率和功率密度得到提高。全桥变换器所需功率开关器件的电压、电流额定值较小，功率变压器效率较高，因此在本设计中选用全桥变换器作为功率变换器的主电路。2.2 方案的设计与论证图2-4 方案一的设计框图方案一：本系统采用SG3525单片集成PWM控制芯片为控制核心，外加输入电压检测电路、输出电压检测电路、输出电流检测电路、驱动电路、整流电路、滤波电路、高频逆变电路、高频变压器电路、保护电路，由于需要选择高频逆变元件，所以本方案选择以功率MOSFET为开关变换器的逆变元件。图2-5 方案二的设计框图方案二：在本系统中选择了性价比较高的IGBT为开关变换器的逆变元件，实现其直流电到交流电的变换。并且在本系统与方案一的系统其它各支路电路相同。方案选择：常用的开关器件有门极可关断晶体管（GTO）、电力晶体（GTR）、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和场效应晶体管(MOSFET)等。GTO和GTR是双极型电流驱动器件，由于具有电导调制效应，所以其通流能力很强，但开关速度较低，所需驱动功率大，驱动电路复杂。MOSFET是单极型电压驱动器件，开关速度快，输入阻抗高，热稳定性好，所需驱动功率小而驱动电路简单。而且它的导通电阻远远小于双极性晶体管(BJT)的导通电阻。这使得它能代替BJT成为高频开关电源的主流开关器件。也正是由于导通电阻小的MOSFET的出现，高频开关电源得以迅速发展。而IGBT是80年代后期异军突起的复合型开关器件，是MOSFET和BJT的复合。它把MOSFET的驱动功率小、开关速度快的优点和BJT通态压降小、载流能力大的优点集于一身，性能十分优越。而且IGBT的导通电阻比MOSFET管的还要小，能够有效地减小开关电源的损耗。目前IGBT在单片机控制、开关电源以及要求快速、低功耗的领域有着广泛的应用。考虑到本充电系统功率不是很大，且MOSFET的价格相比IGBT便宜很多，所以选择 MOSFET作为功率开关器件。功率MOSFET是最常用的功率开关器件,在大多数场合下，他的成本和导通损耗与双极性晶体管相当，开关速度却要快5到10倍，在设计中也比较容易使用。MOSFET是电压控制电流源，为了驱动MOSFET进入饱和区，必须在栅源极间加上足够的电压，以使漏极能流过预期的最大电流。 综合以上各方面因素，并考虑到此次设计的实际应用情况，选择MOSFET作为功率开关管。由此，我们应选择方案一。2.3 系统的工作原理首先本系统的充电对象为动力锂离子电池，设计中采用了电流、电压双反馈的方法来达到恒流或恒压充电的目的，应用了SG3525脉宽调制器和IR2113驱动器以及相应的控制电路。动力锂离子电池充电电源电路主要包括主电源回路、控制电路两部分。主回路部分由桥式整流电路、滤波电路、全桥逆变电路，PWM波形产生电路和驱动电路等电路组成。交流电输入后，经全桥整流得到300V左右的直流电，由大电容进行低频滤波。电路中由MOSFETQ1、Q2、Q3、Q4组成全桥逆变器，通过给MOSFETQ1、Q3组成的超前桥臂和Q2、Q4组成的滞后桥臂分别加PWM控制信号，是全桥逆变电路的输出端可得到脉宽可调的高频交流电，然后经隔直电容滤去直流分量，防止变压器直流偏礠，得到的交流方波经变压器得到理想的交流电压，然后经全桥整流得到直流电，并经滤波电路的到72V左右的直流电输出。对于输入电压保护，采用变压器降压、全桥整流、滤波电路得到直流电并与给定电压比较控制SG3525的SD端。输出过流保护采用霍尔电流传感器，检测电流经比较电路接至SG3525的SD端。输出过压保护采用的是霍尔电压传感器，检测电压值，并与给定电压比较，比较后同样接至SG3525的SD端。SG3525控制IR2113的运行。输出电路的电压检测电路和电流检测电路分别接至电压、电流反馈电路的电压输入端和电流输入端，进而起到反馈的作用。2.4结论本章主要阐述了动力锂离子电池充电电源的总体方案的设计，运用Microsoft vision软件对方案的总体方案进行了绘制，方案一运用功率开关元件MOSFET进行总体方案设计，方案二运用开关元件IGBT进行了总体方案的设计。选择方案一后，对系统的总体方案的工作原理过程进行了分析。至此，动力锂离子电池充电电源的总体方案设计工作已基本完成。11第三章 充电电源的主回路设计 第三章 充电电源主回路设计3.1 充电电源设计指标本设计的主要任务是设计一款动力锂离子电池充电电源，基本要求为小型化、轻量化、智能化。其具体设计要求如下：1.输入电压：交流220V2.输出电压：直流72V3.输出电流：10A4.输出过流保护：输出电流为110%额定电流时过流保护，切断直流输出。5输出过压保护：输出电压超过110%额定电压停止输出，电压低于过压值后自动恢复6.输入过压保护：输入电压超过250V，自动关闭，电压正常后自动恢复7.逆变功率元件采用MOSFET或IGBT8.采用电压、电流双反馈控制9.逆变控制采用专用PWM集成电路实现在下面几节中将结合上述设计指标，介绍主回路各环节的设计 3.2 主电路参数计算在本设计中，全桥变换器工作于电流连续状态，综合考虑开关管损耗及电感体积，开关管工作频率设定为50KHz，即周期为20us死区设定为2us。图3-1 充电电源的主电路3.2.1 输入整流滤波电路计算 输入滤波电容Cin的选择是比较关键的，(1)Cin如果太小，直流电压Vin的脉动就会比较大，为了得到所要求的输出电压，需要过大的占空比调节范围和过高的控制闭环增益；同时，直流电压Vin的最小值Vinmin也会比较小，要求高频变压器的原副边匝比变小，导致开关管的电流增大，输出整流二极管的反向电压增大。(2)Cin如果太大，其充电电流脉冲宽度变窄，幅值增高，导致输入功率因数降低，EMI增加，过高的输入电流(有效值)使得输入整流管和滤波电容的损耗增加，同时，电容过大，成本也会增加。选用以下经验算法来计算Cin的容量，已知输入交流电压的变化范围为Vlin(min)Vlin(max)。频率为50Hz，步骤如下:（1）VminVmax即220V250V，（2）即311.13V353.55V，（3）波后直流电压的最大脉动值： （3-1）（4）波后直流电压Vin：即280353.55V （3-2）（5）为了保证直流电压最小值符合要求，每个周期中所提供的能量约为:,Pin为输入功率（效率按0.8算）（6）每半个周期输入滤波电容所提供的能量为： （3-3）因此输入滤波电容容量为： （3-4）3.2.2 高频变压器的设计（1）变比全桥变换器的电压增益为： （3-5）上式是不考虑开关管压降，副边整流二极管压降，输出电感压降等，得出的公式。实际工程中，必须考虑。另外，为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能取的大一些。同时为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按在输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.8，则可计算变压器副边最低电压: （3-6）变压器原边输入最低电压为280V, 则变压器变比为: ,实际中匝比取为3.0:1。（2）磁芯选择按功率等级铁芯材料选非晶纳米合金，型号由面积乘积法选取： （3-7）式中为铁心面积乘积，即磁芯窗口面积与磁芯有效截面积的乘积。为变压器的视在功率，即。在这里，（效率按0.8算）为窗口面积使用系数，此处取0.4。为波形系数，为开关工作频率，这里=50KHz为工作磁通密度，对于铁基非晶合金,取=0.4T,取为323，X=-0.13，则计算可得=2.04。根据计算所得数据，查表得ONL-644020磁芯有效截面积=1.68，窗口面积=12.27，其=20.6。其容量大于所需值并有足够的裕量。（3）计算原副边匝数 变压器原边绕组匝数由下式确定： （3-8）取26匝；副边绕组匝数： （3-9）实际取9匝。由以上公式可以看出：假设输入电压Vinmax和Np一定，提高工作磁密和开关频率，可以使体积重量显著减小，但Bw值的增加受到材料限制。低的铁芯损耗可以降低温升，温升反过来又影响使用频率和工作磁密的选取。一般来说，开关电源对材料的主要要求是：尽量低的高频损耗、足够高的饱和磁密、高的磁导率、足够高的居里温度和好的温度稳定性。(4) 选取绕组的导线变压器的原边绕组电流值(效率按0.8计算) （3-10）选取导线电流密度J=1A/,则原边导线的截面积： （3-11）副边导线的截面积： （3-12）变压器工作频率为50KHZ时，考虑集肤效应，穿透深度为： （3-13）所选导线截面积应小于2倍穿透深度0.06mm，在实际中选用0.11mm的漆包线多股并股以减小集肤效应。3.2.3 MOSFET的选择由前面讨论知，变换器原边电压最大值珠，考虑到2倍左右的裕量，可以选择耐压值为800V的MOSFET模块。由式(3-11)可得原边电流的平均值Ip=3.2A, 原边电流的峰值最高可能达到6.4A, 考虑到裕量和系统的散热，选取深圳市创唯电子有限公司生产的的AOTF6N90型号的MOSFET模块，一个模块集成了两个MOSFET，恰好构成一个桥臂，耐压值为900V，最大工作电流为24A(Tc=80)。3.2.4 输出高频电感的设计在工程设计中，一般选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的10%30%之间，取脉动为最大输出电流的10%，此电源最大输出电流为10A，所以。输出滤波电感可按下式计算: （3-14）其中，Uimax为电感两端电压的最大值，为开关管在半个周期内的导通时间，从为最大输出电流脉动。 （3-15） （3-16）将有关数据代入(3-15)式，可求得。工程上一般取计算值的二倍，实际中使用的为300uH的高频电感，技术指标为电感量，工作频率为100KHz，额定电流为10A。3.2.5 输出滤波电容的计算为了保持输出电压恒定需要在输出加入滤波电容，设计输出电容主要是限制输出电压纹波在一定的范围之内。输出滤波电容的计算表达式为： （3-17）其中，为输出电感的工作频率，即为原边开关管开关频率的二倍。为最大脉动电流，当输出电感为300uH时，约为1A。设计电压纹波为10%以下，所以=720.1V=7.2V，将有关数据带入(3-17)式计算可得，。而实际上由于影响输出电压脉动的主要原因不是开关频率造成的脉动，而是由不控整流后输入电压的50Hz纹波造成的，实际中电容采取了由两个2200uF/450V电解电容串联的形式，即输出滤波电容取值为 1100uF。3.2.6 隔直电容的选取对于全桥电路来讲，在变压器原边串联隔直电容是为了解决磁通不平衡造成的危害。磁通不平衡是由于变压器初级的伏秒数在两个1/2周期内不平衡造成的，当磁芯的磁通逐步远离磁化曲线原点时，变压器会进入饱和状态，使之无法承受电压，造成开关管损坏。加入隔直电容后可以防止变压器直流偏磁，使其工作在磁滞回线原点附近。在实际中为了使隔直电容能够线性充电可用下式计算： （3-18）副边滤波电感量为0.6mH，原副边匝比为3.0:1。为了使耦合电容器充电线性，必须很好地选定谐振频率，一般按下式选定则代入计算可得：C=0.188uF此外为防止电容在充电过程中产生过高的EMI和提高输出功率应使电容上的充电电压峰峰值小于输入电压的10%一20%，当选取的隔直电容为1uF时，其上的峰峰值电压为： （3-19）电容上的电压较大，重新选择隔直电容为4uF，则电容上的电压值为： (3-20)在实际使用中为了减小ESR采用4个1uF的无感CDE电容并联得到。3.2.7 输出整流二极管选取本设计中输出电流连续，纹波系数为0.1，输出波形为矩形波，其平均值为，有效值为,二极管承受的反向最大耐压为353.55V，考虑二极管反向恢复特性应选用耐压800V等级：根据计算选用深圳浩海电子有限公司的快恢复二极管模块MCR1680A,，其最大承受耐压为800V，额定电流20A，其中一个模块中包含两个二极管，整流桥由两个模块组成。3.3 MOSFET的缓冲电路在使用MOSFET时，应采用开通和关断缓冲电路，用以抑制开通时的降低关断时的这样做主要是为了改变器件的开关轨迹，使和的最大值不会同时出现，从而使开关损耗降低，进一步提高系统运行的可靠性。MOSFET的缓冲电路功能更侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于功率MOSFET的工作开关频率较高，因此电路中很小的电感就可能引起很大的从而产生过电压而危及功率MOSFET的安全。本设计采用的缓冲电路如图3-2所示将一无感电容跨接在母线电源的正负极两端，该方法的优点是结构简单，成本低，缺点是在功率较大时电容可能会和母线的寄生电感做减幅振荡，因此在应用时需仔细调试才可，本设计在实际中经试凑后选取为0.15uF/800V的CDE电容 图3-2 MOSFET吸收电路3.4 本章小结本章首先对主回路拓扑结构分析和设计，然后给出了整个动力锂离子电池充电电源的主回路的电路图。然后根据动力锂离子电池充电电源的参数指标，分别阐述了对输入回路、滤波回路、功率开关管、隔直电容、变压器、输出回路等元器件的选型和参数设计工作。首先对前级滤波电路的电容进行了设计计算，然后详细介绍了变压器设计的相关步骤，给出了变压器变比、磁芯选择、原副边匝数计算、绕组导线的选取等相关计算的步奏。接着进行了MOSFET选型计算，输出高频电感计算，输出滤波电容计算，隔直电容计算和选取，以及输出整流二极管的选择和MOSFET的缓冲电路的设计。至此，动力锂离子电池充电电源的主回路的部分设计工作已基本完成。20第四章 充电电源的控制电路设计 第四章 充电电源的控制电路设计 本设计的控制电路主要包括保护电路、调节器电路、驱动电路、脉冲生成电路、辅助电源、检测电路。图4-1所示为系统框图。 图4-1 控制系统框图（1） 控制电路：由双闭环的PI调节器及驱动电路构成，负责对给定信号和反馈信号的误差进行PI调节，输出一个电压信号给脉冲发生芯片以调节输出占空比来实现恒流恒压。（2） 驱动电路：将PWM脉冲放大用于驱动功率器件(MOSFET)（3） 保护电路：用于防止输入过压、输出过压或过流等现象的发生。（4） 检测反馈电路：对充电电压、充电电流进行检测以提供反馈信号。（5） 辅助电源：辅助电源用于为驱动电路和控制电路工作提供电源。4.1 调节器的设计从四十年代自动控制的的诞生到现在，控制理论已有经典控制理论发展到现代控制理论、智能控制理论等几个大的发展阶段。在经典控制理论中，PI控制是最早发展起来的控制策略之一，它不仅历史悠久，而且也是生命力最强的控制方式之一。近些年来，尽管控制理论取得了突破性的进展，诞生了许多新的概念和设计方法。但是，与自适应控制、模糊控制等现代控制方法相比PI控制仍在工程中广泛应用。PI调节器之所以能够广泛、持久的得到应用是因为：(1) PI调节器能够满足基本的性能要求，并且PI控制方案并不要求精确的数学模型，鲁棒性强，即其控制品质对被控对象的变化不敏感；(2) PI调节器的少许改进往往会获得明显的效果。(3) PI调节器结构及设计方法简单，不需要太多的经验知识，十分适用于工程应用;(4) PI调节器是广大工程技术人员所熟悉的，便于使用和调整;4.1.1 模拟Pl在模拟系统中PI调节器是一种线性调节器，其原理如图4-2所示：图4-2 PI调节原理图根据虚短、虚断： （4-1） （4-2）代入，得 （4-3）其时域表达式为： （4-4）令，,得 （ 4-5）该调节器中比例调节器的作用是对偏差做出瞬间快速反应。偏差一旦产生，调节器立即产生控制作用使控制量向偏差减小的方向变化，控制作用的强弱取决于比例系数。只有当偏差存在时，比例调节器才有控制量输出，因此对于大部分控制对象，单用比例调节器会产生静态误差。积分调节器的作用是把偏差累计的结果，作为它的输出。在调节过程中，只要偏差存在，积分器的输出就会不断增大，直至偏差为零，输出才可能维持某一常量，使系统在设定值不变的条件下趋于稳定。因此它能消除系统输出的静差，但也会降低系统的响应速度，增加系统的超调。式4-5的第二项表明，积分常数界越大，积分的累计作用越弱，反之积分作用越强。必须根据控制的具体要求来选定。增大将减慢消除静差过程，但可减小超调，提高稳定性。本设计中的负载为电池，充电过程中电池可等效为一个RC串联的模型，对于本设计中的控制对象即电池的充电电压和充电电流主要以稳和准为主，对快速性要求不高，对该类负载可采用PI调节器既可达到较好的稳态和动态性能。4.1.2 充电控制策略在本文的设计中，采用了两阶段充电的方法，综合了恒流充电和恒压充电的优点。第一阶段首先对蓄电池以恒流方式充电。为了避免产生剧烈的化学反应而影响寿命，结合需要的充电速度，应对充电电流有一定限制 (4-6)式中C为蓄电池组的容量为100AH，按0.1倍率充电时选充电电流为I=10A。充电电流I，充电电压U，电池的电动势E，整个充电回路的电阻R(包括线路电阻和电池本身的内阻庄要是电池的内阻)之间具有以下关系： (4-7)而且回路电阻R一般保持不变，电池反电动势E变化极慢，因而对于瞬时值，改变充电电压U也就改变了充电电流I，若保持电流恒定，随着充电的继续，反电动势不断升高，充电电压也需不断升高。T1时刻，充电电压升至电池电压限制值(本设计取3.80V/单体)时，充电过程进入第二阶段，即以固定电压U进行恒压限流充电。随着充电的进行，充电电流也随之逐渐降低。T2时刻，充电电流降低到停止电流时，电池已基本充满，这时充电电源自动停机完成整个充电过程。图4-3 充电曲线4.1.3 闭环控制图 4-4 双闭环PI控制方式框图控制框图如图4-4所示，在起始充电阶段充电电压达不到设定的恒压值，电压环输出饱和。该阶段仅电流内环起作用。充电器在电流调节器的作用下恒流充电，充电电压逐渐上升。随着充电的进行，当充电电压达到设定的恒压值时，电压外环调节器退出饱和状态，此时双闭环起作用，电压外环的输出即为电流内环的输入，电流将跟随电压给定，这样就完成了从恒流充电到恒压充电的自动转换，并最终实现恒压充电。此后过程中充电电流不断减小，当控制器检测到的充电电流小于设定的停机电流就会发出关断信号以停机。本设计中的双闭环PI调节器在实现输出电压/电流恒定的同时还应保证系统能够工作稳定并有良好的静态响应和动态响应。调节器的具体实现由模拟电路搭建而成，具体电路如图4-5所示图4-5 闭环控制电路图4-5中Vref为电压给定信号，Iref为电流给定信号。外环为电压环，其中VFEED是由电压采集电路得到的与电池电压成比例的电压量。电压环的比例放大系数为Kp1，积分时间常数为Ti1，根据调节器的电阻R3、R4、R5和电容C5计算得出公式如下： (4-8) (4-9)在本设计中由于要实现先恒流再恒压的充电模式，在充电初始阶段电池组亏电比较严重其电压较低，电池电压经采集电路进入电压环，在设计时有意将电压环的时间常数设计的较小，以使得当检测到的电池电压小于所设定的阀值电压时电压环饱和，输出限幅值，使得此时仅电流内环起作用，此时调节图中电位器REF即可调节输出电流大小。 电流内环的电流反馈量经过比例环节送入电流PI调节器。其中IFEED是检测电路中与充电电流相对应的检测电压，电流环的比例放大系数为，积分时间常数Ti2，根据调节器的电阻R9、R6、R8和电容C6计算得出，公式如下： (4-10) (4-11)在设计时将电流环的时间常数设置的大一些，以使得在恒流阶段不易导致电流环饱和。随着充电过程的进行，当电池电压达到所设定的阀值电压时，电压环将退出饱和，电流环将跟随电压环的变化最终达到输出电压稳定的效果。电压环参数选取：，。电流环参数选取：,。4.2 PWM波发生电路设计4.2.1 SG3525的工作原理 （1）SG3525控制芯片功能简介 随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司（Silicon General）推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级方面。下面我们对SG3525特点、引脚功能、电气参数、工作原理以及典型应用进行介绍。 SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。（2）SG3525引脚功能及特点简介图4-6 SG3525内部结构图1.Inv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。2.Non.inv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间