单相功率因数校正器的设计与仿真

摘要摘 要由于电力电子装置中的相控整流和不可控二极管整流使输入电流波形产生严重畸变，大大减弱了电力系统的性能，降低了系统的功率因数，还引起了严重的谐波污染，进而阻碍电力电子技术的发展。解决这个问题的有效方法就是采用功率因数校正（PFC）技术，实现“绿色能源”。本文在研究功率因数校正技术的基础上，分析了单相功率因数校正器在应用中因二极管反向恢复而产生的电流冲击、尖端失真以及输出电压飘升等问题，采用UC3854平均电流型控制芯片，设计了一种带中心抽头电感的Boost功率因数校正（PFC）电路。并对传统的功率因数校正电路进行优化设计，同时，还设计了UC3854的引脚保护电路和电流放大器的箝位电路。仿真的结果表明，优化后的功率因数校正电路性能可靠，功率因数可达0.99左右，并且可以与当今通用的PFC控制电路兼容，整体性能良好，具有较高的应用价值。关键词：绿色能源，功率因数校正，UC3854，尖端失真IIAbstractAbstractBecause input current waveform serious distortion of the phased rectifier and non-controllable diode rectifier in power electronic devices , it not only greatly reduces system power factor , but also raises serious harmonic pollution, and thus hinder the power electronics technology development. An effective way to solve this problem is to use a power factor correction (PFC) technology, so that realize the Green Energy.Based on the summary of the fruits of the Active Power Factor Correction , the PFC system , analyze the current impact and the ripple noise problems owing to the diode reverse recovery about PFC main circuit which is in practical applications. A novel boost power factor correction circuit with tapped inductance is proposed. Some practical problems in UC3854 controlled PFC circuit such as cusp distortion, output voltage raising and so on, are analyzed and some solutions are given respectively. At the same time, protecting circuit for pins of UC3854 and current amplifier clamping circuit to limit the output voltage swing are designed. Simulation and experimental results prove that the boost PFC rectifier with the optimizing design is reliable, its power factor can reach 0.99. It also can be compatible with the popular PFC control circuit ,with not only more excellent overall performance but also higher useful value of application .Key words：Green Energy , PFC, UC3854, cusp distortion 目录目录摘 要IAbstractII目录III第一章 引言11.1 电力谐波的危害11.2 谐波治理的意义和必要性21.3 功率因数校正技术的发展概况21.4 功率因数校正技术的分类31.5 课题的目的意义41.6 本论文涉及的主要内容和主要技术指标41.6.1主要研究内容51.6.2设计指标51.6.3 PFC目的5第二章 单相APFC的主功率拓扑及其控制方法62.1有源功率因数校正（APFC）62.1.1 AC-DC电路输入功率因数的定义及其与谐波的关系62.1.2 APFC的基本原理82.2 APFC的主电路拓扑结构92.2.1几种常见的APFC主电路拓扑92.2.2 几种改进型单相功率因数校正主电路拓扑112.3 APFC的典型控制方案142.3.1 不连续传导模式（DCM）有源功率因数校正142.3.2 连续导电模式（CCM）有源功率因数校正162.4 Boost型APFC电路的主要优缺点192.4.1优点：192.4.2存在的问题：192.5 本章小结20第三章 500W Boost型PFC电路的设计213.1功率因数校正芯片UC3854213.1.1 UC3854213.1.2 UC3854的特点223.1.3 UC3854的最大工作额定值参数223.1.4 UC3854的保护功能223.2 系统主电路的具体设计233.2.1 EMI滤波器的设计233.2.2 Boost变换器的设计243.3 基于UC3854芯片系统控制电路的设计263.3.1 外围电路的设计263.3.2 电流误差放大器补偿网络的设计303.3.3 电压误差放大器补偿网络的设计313.4 优化设计343.4.1主电路优化设计343.4.2 控制电路优化设计353.5 系统仿真及结果分析373.6 本章小结39第四章 结论404.1 总结404.2 展望40参考文献41致谢42 IV引言第一章 引言 电网中的交流电经过整流为电气设备提供直流电是一种常用的变流方式。但随着电力电子设备的广泛使用，在电网中将产生大量的电力谐波，使的输入交流电流波形发生严重畸变，从而导致输入功率因数降低。由于电网阻抗的作用，电流畸变会影响电网电压，造成谐波污染。由于谐波的存在，电网中的元件会产生附加损耗，导致用电设备效率降低；会影响电气设备的正常工作和寿命；还会导致继电保护和自动装置的误动作，使测量仪表不准确；降低电网的功率因数等多种危害。电力电子设备产生的谐波污染，已经变成阻碍电力电子技术发展的一大障碍，是电工科学界亟待解决的问题。因此，抑制谐波提高用电设备的功率因数已经成为一个十分重要的领域。为了有效解决交流电网的谐波污染问题，解决思路基本有两条：一是采用谐波补偿设备来补偿谐波；二是对电力电子设备本身进行改造，提高输入端的功率因数。对于新兴的电力电子设备，多采用后一种方式，即应用功率因数校正器，在整流器和负载之间直接接入DC-DC开关变换器，应用电流反馈技术，从而促使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，使输入端电流波形接近正弦波，降低输入端的谐波畸变率（THD）,提高功率因数。功率因数是衡量电源对电网供电质量的一个重要标准。1.1 电力谐波的危害 由于大多数的负载设备的功率因数达不到1，带来很大的电网质量问题，这类负载对电网造成的污染主要有无功电流和谐波电流引起，它们所产生的危害表现在以下几个方面：（1） 由于存在电网阻抗，无功电流导致电网损耗增加。（2） 使发电和输电设备的负担增加，导致电网实际传输有功功率能力的降低。（3） 谐波可能使电力系统产生局部并联或串联谐波，使谐波含量放大，可能烧毁电容器等用电设备。（4） 谐波可降低电能的生产、输送和利用效率，使电器过热、绝缘老化，易产生噪声和振动，缩短电气设备的使用寿命。（5） 谐波还可能引起自动装置的误动作和继电器的误保护，使电能计量出现错误。（6） 对电力系统外部，谐波会对电子设备和通信设备带来严重的电磁干扰。1.2 谐波治理的意义和必要性 谐波造成的污染和危害已经引起世界各国的广泛关注，为了电力系统和电气设备的安全运行，必须治理谐波。治理谐波的意义还在于对电工科学技术自身发展的影响，因为谐波污染已严重阻碍了其正常发展，这就迫使科学研究人员寻求治理谐波的方法。谐波治理的意义，还可以上升到治理能源污染，维护绿色环境的角度来认识。对于现在倡导的“绿色”电源，“绿色”照明等，无谐波就是标志之一。国际电工委员会（IEC）制定了多项关于电磁兼容（谐波治理）方面的国际强制标准，来规范电气设备的谐波危害。所以对电力系统谐波污染的治理，已经成为电工科研人员亟待解决的问题。1.3 功率因数校正技术的发展概况 从PFC技术的发展历程来看，人们进行功率因数校正最早采用的是由电容和电感构成的无源网络。按这种技术构成的电路体积较大，并不能有效地抑制输入电流的谐波污染。进而出现了有源功率因数校正技术，较早期的是采用晶闸管电路。70年代以后，随着功率半导体器件的出现，开关变换技术迅速发展。到了80年代，现代有源功率因数校正(APFC)技术应运而生。由于变换器工作在高频开关状态，这种校正技术具有质量轻、体积小、效率高、功率因数可接近1等优点。这一时期提出的一系列基本技术为有源功率校正技术的发展奠定了基础。当时主要的研究工作是连续导电模式（CCM）下的升压变换器，它的控制方法一般采用乘法器原理，这种控制模式虽然可以获得较大的功率转换能量，但是控制电路复杂，并不适用200W一下的功率容量场合。80年代末期，人们提出了工作在不连续导电模式（DCM）下的功率因数校正技术，其输入电流自动跟踪输入电压，使得输入功率较高。这种变换器控制简单，在小功率场合得到广泛应用。90年代以来，有源功率因数校正技术取得了长足的发展。人们相继提出了功率因数校正新的控制方法和软开关技术。经过几十年的发展历程，有源功率因数校正技术已具备高性能、低成本的性能，从而获得了广泛的应用。1.4 功率因数校正技术的分类 功率因数校正技术（PFC）根据所用器件的不同可分为无源功率因数校正（Passive Power Factor Correction ，PPFC）技术和有源功率因数校正（Active Power Factor Correction ，APFC）技术两大类： 一是无源PFC技术，其通过在二极管整流电路中增加电感和电容等无源器件构成无源网络，抑制电路中的电流脉冲，来降低电流谐波含量，提高功率因数。这种方法的优点是：控制简单，可靠性高，高效，价格低。缺点是：无源器件的体积一般都较大，功率因数较低，对电流谐波的抑制效果不够理想，进而不能够满足现行抑制谐波的基本要求。 二是有源PFC技术，APFC技术是采用有源开关或AC/DC变换技术，应用一定的控制方法使电网输入端电流波形接近正弦波，并使其与输入电压同相位。这种控制方法的电路虽然复杂，但总谐波畸变小，能得到较高的功率因数，并且速出电压也较稳定。 从不同的角度出发，APFC技术有不同的分类方式。 按照控制模式来划分，APFC可分为两种基本类型：一是变换器工作在连续导电模式下的乘法器型PFC技术，二是变换器工作在不连续导电模式下的电压跟踪器型PFC技术。 乘法器型PFC技术根据输出电压的反馈信号，利用一个乘法器电路来控制正弦电流信号，进而获得可调整的输出电压，其电感电流（输入电流）被采样并被控制，使其幅值能与输入电压同相位的正弦信号成正比，从而达到校正功率因数的目的。 电压跟踪器型PFC技术有一个显著的优点，其输入电流波形能自然跟踪输入电压的波形；它的缺点是输入电流波形为脉动三角波，所以要在前端安装一个小容量滤波电容来滤除高频纹波，而且较高的开关峰值电流会产生较大的开关关断损耗。 按照电路结构来划分，APFC技术可分为单级PFC电路和两级PFC电路。单级PFC电路具有功率因数校正、输出隔离、电压稳定的特性，并且结构简单，效率高。但控制方式较复杂，仅仅适用于单一集中式电源系统。相比较来说，两级PFC的校正效果更加理想。 按照电网供电方式来划分，APFC技术可分为单相PFC技术和三相PFC技术。 按照开关模式来划分，APFC技术可分为硬开关模式和软开关模式。软开关模式主要分为两类：零电流开关（Zero-Current-Switching , ZCS）PFC技术和零电压开关（Zero-Voltage -Switching , ZVS）PFC技术。 除了以上几种PFC技术，还有磁放大PFC技术，三电平（Three-Level）PFC技术，不连续电容电压模式（DCVM）PFC技术等。1.5 课题的目的意义 随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子设备在电力系统、工业、家庭中的应用日益广泛，相伴随的谐波所造成的污染也日益严重，这已经严重的阻碍了电力电子技术的发展。 从交流电网通过整流供给直流是应用极为广泛的一种基本变流方法。众所周知，整流器电流滤波电路是一种非线性元件和储能元件的结合，所以，虽然输入交流电压是正弦波，而输入交流电流却是一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流，波形畸变严重。对这种畸变的电流进行傅里叶分析，除了含有基波，还有大量的高次谐波分量。这些高次谐波倒流入电网，会带来严重的谐波“污染”，对电网造成严重危害。 简而言之，有源功率因数校正技术的目的是使输入电流跟踪输入电压，并使输出电压稳定。它是在整流器和滤波电容之间增加一个DC/DC开关变换器。主要思路如下：使输入电压为参考信号，让输入电流跟踪参考信号，使输入电流低频分量与输入电压近似接近于同频同相的波形，来提高功率因数，同时，起到抑制谐波的作用；并且采用电压反馈，使输出电压接近于直流电压的形式。 近年来，高频开关电源在国民生产生活中的应用日益广泛，特别是现在大力提倡“绿色”电源的应用，要求设备对电网无污染，主要包括谐波含量多少，功率因数高低，波形畸变大小。解决这个难题的有效方法就是采用功率因数校正技术（PFC）技术。所以，本文对功率因数校正技术的研究具有一定的现实意义和实用价值。1.6 本论文涉及的主要内容和主要技术指标 本文在对国内外有源功率因数校正技术分析、研究的基础上，应用理论分析，电路设计和仿真实践的方法对Boost型有源功率因数校正系统进行了深入的研究。1.6.1主要研究内容（1）概述功率因数校正技术的发展现状以及分类，本课题的研究目的和意义。（2）论述有源功率因数校正基本原理，并对几种应用较为广泛的主功率拓扑结构进行分析和比较，指出了各自的优缺点；还分别介绍了几种改进型功率因数校正主电路拓扑，分析了改进后电路的特点。（3）在前人研究设计功率因数校正技术的基础上，通过理论分析比较确定本文研究的对象：平均电流模式控制的Boost型功率因数校正技术。（4）通过前面的分析与比较，采用UC3854平均电流型控制芯片，设计了一种带中心抽头电感的Boost功率因数校正器，其容量为500W，并详细设计了校正系统的主电路和控制电路，同时，绘制出系统的整体电路结构图。（5）对Boost型PFC系统使用电力电子电路仿真软件进行仿真，并给出仿真结果。并对所做出的仿真结果进行分析。（6）对传统的功率因数校正电路进行优化设计，使优化后的校正器功率因数达到设计指标的要求。1.6.2设计指标 主电路采用单相Boost升压电路，其技术指标如下：（1） 输入交流电压Vin：80270V（2） 输入频率f：50Hz（3） 输出直流电压Vo：400V（4） 输出功率：500W（5） 开关频率f：40kHz（6） 功率因数PF0.99（7） 输入电流的总谐波畸变率（THD）控制在4%或以下1.6.3 PFC目的 功率因数校正主要实现两个目的：（1）控制电感电流波形，使其能跟踪输入电压的波形，从而得到较高的功率因数；（2）为后一级电路提供平滑的直流电压。43第二章 单相APFC的主功率拓扑及其控制方法第二章 单相APFC的主功率拓扑及其控制方法2.1有源功率因数校正（APFC）2.1.1 AC-DC电路输入功率因数的定义及其与谐波的关系 线性电路的功率因数通常用cos表示，为正弦电压与正弦电流的相位差。由于整流电路中二极管的非线性作用，尽管输入电压为正弦波形，但电流却发生严重畸变（如图2-1所示整流滤波电路与其输入电压电流波形），因此线性电路的功率因数计算不再适用于AC-DC变流电路，功率因数用PF (Power Factor) 表示。图2-1（a）整流滤波电路 图2-1 （b）整流滤波电路输入电压电流波形定义： PF=功率因数=有功功率P视在功率S=PVI (2.1)式中，V、I分别为输入电压、电流有效值。设AC-DC变流电路的输入电压 vi（有效值V）为正弦，输入电流为非正弦，其有效值为 I=I12+I22+In2+ (2.2) 式中，I1，I2， In 分别为电流基波分量、二次谐波、 n次谐波电流的有效值。图2-2 Vii1 波形设基波电流i1落后v，相位差为，如图2-2所示，则有功功率和功率因数可表示为：P=VI1cos PF=(VI1 cos)/VI=(I1 cos)/I (2.3)式中， I1/I=I1/I12+I22+In2+ 2.4 式（2.4）表示基波电流相对值（以非正弦电流有效值为I基值），称为畸变因数，cos 称为位移因数，即功率因数等于畸变因数和位移因数的乘积。当=0 时，PF=I1/I 。定义：总谐波畸变（THD） THD=Ik/I1=(I12+I22+In2+)/I12 (2.5) Ik为所有谐波电流分量的总有效值。由式（2.5）、（2.4）可得畸变因数 I1/I=1/1+THD2 当=0时 PF=I1/I=1/1+THD2 (2.6)2.1.2 APFC的基本原理有源功率因数校正器（APFC）的基本电路由两部分组成：主电路和控制电路。本文以Boost型PFC电路为例来说明功率因数校正的基本原理，图2-3所示为一个Boost有源功率因数校正器的原理图。主电路由单相桥式整流器和DC-DC变换器组成，控制电路包括电压误差放大器VA，乘法器，基准电压Vref，电流误差放大器CA，驱动器和脉宽调制器等器件组成，开关电源可以作为一个负载。图2-3 Boost有源功率因数校正原理图 PFC的工作原理如下：主电路的输出电压与基准电压进行比较，然后传送给电压误差放大器，把电压误差放大器的输出与整流后的输出一起加到乘法器上，乘法器的输出作为电压反馈控制的基准值，与检测到的输入电流信号进行比较，传送到电流误差放大器并加到PWM和驱动器上，用以控制开关S的通断，从而使输入电流（及电感电流）与整流输入电压波形基本同相，大大减少电流谐波的含量，提高输入端功率因数，同时保持输入电压稳定。2.2 APFC的主电路拓扑结构2.2.1几种常见的APFC主电路拓扑从原理上来说，任何一种DC-DC拓扑结构，都可以作为PFC的主电路。常见的功率因数校正器基本电路有：Buck（降压式）、Boost（升压式）、Buck-Boost（降/升压式）、Cuk、flyback（反激式）等变换器。其中应用最广泛的应是Boost变换器，源于它具有独特的优点。从拓扑结构上来说，Buck、 Boost两种变换器是最为基本的类型，其他的变换器结构都是由这两种结构演化而成的。Buck 、Boost 、Buck-Boost 和Cuk这四种基本主电路拓扑结构如图2-4所示，并对其特点做了简单的阐述。图2-4 几种常用APFC的主功率电路（1）降压型 此电路只有降压功能，因为当功率开关管S处于导通状态时，电感L和电容C处于串联的状态； 当变换器工作时，功率开关管的源极电位是浮动的（S导通，源极电位为Vd；S关断，源极电位为0）,所以当输入电压较高时，功率管的控制需要专门的浮动驱动，增加了电路的复杂性。 电源输入电流不连续，因为当功率开关管S关断时，电源VAC和LC拓扑网络之间相互隔离。其造成的影响有两方面，一是限制了变换器的转换功率，二是使输入电流的纹波较大，增加了对滤波电路的要求。 Buck变换器只有降压功能，所以不适合直接用作APFC变换级，原因是电压Vd通过全桥整流变换而得到半正弦波，因此Vd将在一个大范围内变化，当Vd小于输出电压V0时，变换器不能工作，输入电流在电源低电压时会有一个“导通死角”存在，进而限制了功率因数的提高。（2）升压型 Boost变换器只能实现升压变换，这样能确保整个电路工作在一个平衡的稳定状态：即电感L在功率管S导通时充电，在功率管S关断时放点。 交流输入电流和电感电流始终相等，所以输入电源电流可以处于连续状态，这使得在实现大功率的DC-DC变换功能时，具有明显的优势。同时，输入电流可处于连续工作状态，可使输入电流纹波较小，降低对滤波电路的要求。 功率开关管的源极（或双极晶体管的射极）电位始终为0，所以对功率管的控制很容易。（3）降/升型 Buck-Boost变换器作为PFC主电路时可以实现任意的降压-升压输出，也可实现反极性型输出。在应用中克服了单一的降压型或升压型变换器只能实现降压或升压输出的缺点，在某些应用场合变得更加灵活。 尽管其输入电流的性质与Buck变换器时相似，但它克服了单一Buck变换器的输入电流在电源低电压时存在的“导通死角”问题。所以可用做APFC变换级。 电源输入电流是不连续的，输入电流性质与Buck型相似，在一定程度上增加了对滤波电路的要求。 Buck-Boost变换器作为PFC主电路时需要两个电子开关，用一个开关控制驱动，电路比较复杂，一般只应用在中小输出功率的场合。（4）Cuk型Cuk变换器的设计思路是把Boost和Buck变换器串联起来运用，所以Cuk变换器又称为BoostBuck变换器。 无论功率开关管S导通还是关断，电感L1和L2上的电流都可保持连续，并且输入电源电流始终和流过电感L1的电流相等。 增加电感L1和L2的数值，可以有效抑制交流纹波电流的值，这一特性使得它在应用中常常不需要附加抗电磁干扰（EMI）滤波器，并使体积小型化。 Cuk型电路与Buck-Boost电路一样，可以实现降压和升压。2.2.2 几种改进型单相功率因数校正主电路拓扑 （1）带中心抽头的三点式升压型电感电路带中心抽头的三点式升压型电感电路的结构如图2-5所示，通过在升压电感的磁环上增加几匝线圈，使得MOSFET的漏极不再直接和升压二极管相连，这样二极管D1的反向恢复引起的开关管开启时过大的瞬时电流和didt电流冲击问题，便可利用电感中电流不能突变的特性来抑制。同时，还可有效抑制过大的开关管开启损耗引起的过热问题。此电路结构简单，便于实现。它的主要问题是无法解决二极管D1的反向恢复在输出电压上产生的较大纹次谐波噪声，因此需在输出端通过增加一级LC滤波器来消除纹波噪声。 图2-5 带中心抽头三点式升压型电感电路 （2）串联电感及RCD低损耗吸收电路和箝位电路在图2-6和图2-7所示电路中，通过增加电感L2来抑制升压二极管D1的反向恢复产生的开关管冲击电流，但当MOSFET关断时，L2在开关管上产生过电压须另外加以解决。图2-6中用D2、C2、R1构成RCD低损耗吸收电路。它利用电容两端电压不能突变的特性来抑制因MOSFET关断而由L2产生的过电压，二极管D2将开关管结电容上的过电压释放到400V输出端，有效的保护了开关管。图2-7中R1、C2、D2构成箝位电路。由于在功率因数校正电路中，输出端用较大的电解电容滤波，因此输出端的电压基本保持在400V。这样就可利用二极管导通时具有的箝位特性来将开关管两端电压箝位在开关管的耐压范围之内。图2-6 串联电感及RCD低损耗吸收电路图2-7 串联电感及RCD箝位电路（3）串联肖特基二极管电路图2-8电路中的D1、D2、D3均为肖特基二极管，利用肖特基二极管反向恢复时间快（小于10ns）的特性来抑制开关管的开启冲击电流。由于其耐压较小，所以采用D1、D2、D3的串联结构，这种结构也有利于减小开关管的开启冲击电流。但是，这种电路对选用的肖特基二极管耐压及动静态的一致性要求较高。图2-8 串联肖特基二极管型电路以上介绍的几种主功率电路的拓扑结构，简单实用，可用于大功率功率因数校正的场合，也可应用于软开关电路对辅助环流电路进行再改进。2.3 APFC的典型控制方案在有源功率因数校正（APFC）变换器中，按照通过电感器电流的控制方法和传导方式，主要可分为不连续传导模式、连续传导模式和临界传导模式三种类型。每一种模式的PFC变换器都有其特点和适用范围。本文主要分析前两种控制方式。但从实现PFC的目的来看，所需要控制的变量都有两个：（1） 输出电压，必须保证输出电压是一个（近似）恒定的直流电压。 （2） 输入电流，必须控制输入电流跟踪输入电压，使之与输入电压同频同相，保证输入端口针对交流电网呈现“纯阻性”。因此，在通常情况下，APFC电路需要用电压-电流的双环反馈来控制，这在一定程度上会使PFC电路显得较为复杂。由于Boost变换器具有控制容易，输入电流连续且纹波电流较小等诸多优点，因而得到了广泛的应用，为了方便叙述，这里主要用Boost变换器作为描述和分析的对象。2.3.1 不连续传导模式（DCM）有源功率因数校正1 、不连续传导模式（DCM）PFC的电流波形不连续传导模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）也成为断续导电模式。DCM-PFC变换器通常采用生涯拓扑，如图2-9所示图2-9 DCM-PFC升压变换器电路简图工作在DCM的PFC升压变换器大多带一个固定开关频率（典型值约100KHz）。通过电感器的电流呈高频三角波，在电感电流将为0之后，开关MOSFET不是接着导通，致使电感电流存在为0的死区而不能连续。电感电流由高频和低频成分组成，其高频成分由变换器输入电感（Ci）滤波。高频旁路电容不能太大，通常不大于1F。2 、 DCM-PFC控制原理图2-10 DCM电感电流如图2-10所示，每个开关周期的电感电流IL，都是从0起步。当控制升压变换器中开关MOSFET导通时，电感电流从零线性增加到峰值Ipk，并且历经时间为t1。输入电流可以表示为 Ui=LIpkt1 （2.7）式中 L 电感器电流值，H； Ui 输入电压，V。电感电流的高频成分被输入电容和前端EMI滤波器滤除后，使输入电流 Ii变为低频信号。输入电流的计算公式为 Ii=Ipk（t1+t2）2T （2.8）式中 t2电感器退磁（或放电）时间，s ； T控制电路振荡器（或外部同步信号）的开关周期，s 。由式（2.7）和式（2.8）可得到变换器输入阻抗Zi和每个开关周期的平均电感电流，即平均输入电流Ii（T）的计算公式 Zi=Ui Ii=2TLt1（t1+t2） (2.9) IiT= Ui2Lt1t1+t2T (2.10) 在式（2.9）中，输入阻抗Zi是恒定或缓慢变化的。在式（2.10）中，（t1+t2）T为电流周期相对长度。在DCM工作的PFC变换器，能控制 t1（t1+t2）T项保持不变或变化非常缓慢，使得在任何开关周期之内的电感电流平均值和输入电压成正比，从而实现功率因数校正，产生正弦AC输入电流。3 、电感电流DCM-PFC的主要特点工作在DCM的PFC变换器主要特点如下：（1）通常在固定频率下工作，在两个开关周期之内，电感电流存在等于0的死区，不能连续流动。（2）最大峰值电感电流超过最大平均输入电流的2倍，与其他模式的PFC变换器比较，在同样的平均输入电流下有较大的峰值电感电流，因而需要选用较大电流容量的功率MOSFET和升压二极管。（3）适用于较低功率的场合。事实上，完全在DCM工作的PFC电路应用非常少见。目前有些新型PFC控制器是在DCM和临界模式两种模式下工作，如NCP1601等。2.3.2 连续导电模式（CCM）有源功率因数校正连续传导模式（Continuous Conduction Modc ，CCM）PFC技术通常采用固定频率平均电流模式控制。工作在CCM的PFC升压变换器适用于2503000W的系统，几乎可以实现单位功率因数（UPF），即PF=1，输入AC电流THD可以被控制在5%之内。1、平均电流控制模式采用平均电流控制方法的PFC工作原理可以用图2-11所示的电路来说明。图2-11平均电流控制模式电路原理图在图2-11中，电流电感电阻Rs上的电压信号，作为电流放大器的输入。PFC开关MOSFET（VT1）的栅极驱动器，受控于PWM比较器同相输入端上的电压Uc与反相输入端上的电压Us比较的结果。当UsUc时，VT1截止，IL通过二级管VD1对C2充电，电感电流降低；再次当UsUc时，VT1再度导通，电感电流线性增长。如此周而复始，以电流放大器输出波形和锯齿波相互比较而产生的MOSFET驱动波形，达到平均电流控制目的。2、CCM-PFC基本电路拓扑及其工作原理图2-12所示为电感电流CCM的有源PFC升压变换器基本拓扑。PFC控制电路主要由带多工器功能的模拟乘法器、电流放大器、电压放大器、定频振荡器、PWM比较器、控制逻辑及MOSFET（或IGBT）栅极驱动器组成。图2-12 CCM-PFC升压变换器基本拓扑与工作在CRM的PFC升压变换器比较，CCM-PFC控制器含有一个振荡器。电流电感测电阻Rs不是一端连接MOSFET源极，另一端接地，而是一端接地，另一端连接桥式整流器输出的负载，在以地作为参考的Rs两端的电压信号为负值。乘法器有三个输入信号（即A、B和C）：PFC升压变换器输出电压通过电阻分压器R6、R7取样和电压放大器放大，作为乘法器的A信号输入；乘法器的B信号输入是经全波桥式整流的“m”型输入电压的取样信号；输入电压（Ui）的平均值采样信号作为C信号输入到乘法器。A信号和B信号相乘再除以C2（ABC2），则得到电流命令信号UP（连接电流放大器同相输入端）。在乘法器中除以C2的目的是保证功率因数不随输入电压变化而变化。MOSFET栅极上的驱动信号是电流放大器输出信号与PWM比较器反相输入端上锯齿波信号Us比较的结果。当PFC开关VT1导通时，电感电流线性增加，跟踪输入电压的瞬时变化；当VT1截止时，电感电流通过VD1对储能电容C2充电而降低。3、 CCM-PFC升压变换器的特点工作在CCM的PFC升压变换器主要特点如下：（1）采用固定频率平均电流模式控制。 （2）驱动器输出PWM信号占空因数依赖于变换器输出电压与瞬时输入电压之间的比率，在输入电压从零按正弦规律变化到其峰值过程中，占空因数逐渐减小，在输入电压峰值附近，驱动脉冲宽度最窄，但开关周期是固定不变的。（3）与DCM和CRM等PFC技术比较，在同样的输出功率下，CCM-PFC采用平均电流模式控制，在PFC（MOSFET）开关和升压二极管等功率器件上的电流应力较小，适用功率范围可从250W到4kW，并且EMI易于处理。（4）适用于85 264V的国际通用AC供电线路输入，几乎可实现单位功率因数，THD通常小于5%。（5）电流拓扑复杂，PFC控制IC不需要乘法器，引脚从先前16个或20个减少到8个，从而使PFC变换器电路大为简化，系统成本可明显降低。2.4 Boost型APFC电路的主要优缺点 Boost有源功率因数校正原理图如图2-3所示，其工作原理在前面已经阐述，下面主要归纳一下其优点及存在的一些不足：2.4.1优点： （1）、输入电流连续，电磁干扰（EMI）小，总谐波失真小。 （2）、有输入电感，可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电路高频瞬态冲击。 （3）、开关器件S承受的电压不超过输出电压值。 （4）、容易驱动功率开关管，其参考端点（源极）的电位为0V。 （5）、输出电压大于输入电压峰值。例如，输入交流电压90132V，输出直流电压约为200V；若输入交流电压为95240V，输出直流电压将为400V。 （6）、可在国际标准规定的输入电压和频率广泛变化范围内保持正常工作。2.4.2存在的问题： （1）、输入、输出间没有绝缘隔离。 （2）、在开关S、二极管D和输出电容C形成的回路中若有杂散电感，则在25100KHz的PWM频率下，容易产生过电压，对开关S的安全运行不利。 一般Boost PFC适用于1KW的负载，常常作为开关电源或其它电力电子设备的预调节器。图2-3所示为硬开关 Boost电路，也可以用软开关Boost变换器构成APFC，以降低开关损耗，提高APFC的效率。Boost型 PFC电路主要用于200W以上的中、大功率场合。2.5 本章小结 本章首先对功率因数的定义及其与谐波的关系进行了简单的阐述；列举了几种常见APFC主电路拓扑结构，比较分析了各自的特点；引入几种改进型单相功率因数校正主电路拓扑结构；本章详细分析功率因数校正技术的控制方法，分析各自的工作原理，并指出各自的优缺点及应用场合。最后总结Boost型 PFC电路的优越性，在后面的章节中主要对Boost型APFC电路进行深入的学习和研究。第三章 500W Boost型PFC电路的设计第三章 500W Boost型PFC电路的设计3.1功率因数校正芯片UC38543.1.1 UC3854 利用UC3854构成的有源功率因数校正电路可以实现功率因数校正功能，减小交流输入电流的谐波畸变，在 UC3854内部含有电压放大器、模拟乘法器/除法器电路、电流放大器电路和恒频PWM控制电路、同时还含有驱动外接功率开关管MOSFET的驱动输出电路、7.5V基准电压源、交流市电输入电压预测电路、地供电电压检测电路和过