基于开关技术的恒流源设计

SHANDONG 毕业设计说明书 基于开关技术的恒流源设计 学 院： 电气与电子工程学院 专 业： 自动化 学生姓名： 徐琛 学 号： 0812205662 指导教师： 张存山 2012 年 06 月 中文摘要 I 摘 要 本文尝试设计一台输出范围在 0100A 内连续可调的恒流源系统。该系统 以美国 Unitrode 公司的 UC3875 作为控制中心，UC3875 是针对移相全桥控 制所做的专用芯片。 早期的恒流源大部分是线性电源，随着电子器件工作频率的增加，线性电 源已逐渐被日益成熟的开关电源所取代，这种基于开关技术的恒流源显现出了 体积小，质量轻，效率高等优点。由于开关式恒流源工作在高频条件下，电子 器件损耗很大，而软开关技术的提出恰好解决了这个问题。软开关 PWM 技术 集谐振变换器与 PWM 控制的优点于一体。不仅可以实现功率管的零电压开关， 还可以实现功率管的频率控制。移相全桥软开关技术适用于中、大功率的直流 直流变换场合。 本文详细的分析了移相控制 ZVS PWM DC/DC 全桥变换器的工作过程，讨 论了 ZVS PWM DC/DC 软开关实现的条件，提出了其需要注意的问题。基于以 上理论基础，文章中初步设计了一台恒流源。恒流源的主要电路包括主功率变 换电路和控制电路。主功率变换电路由输入整流滤波电路、全桥变换电路、输 出滤波电路等组成，控制电路通过 UC3875 控制由电压电流反馈电路和过流过 温等保护电路构成。 关键词：移相全桥变换器，软开关，开关电源，参数设置，UC3875 ABSTRACT(英文摘要) II Abstract This paper attempts to design a single output range of 0 100A continuously adjustable constant current source system. The system use the U.S. Unitrodes UC3875 as the control center dedicated chip UC3875 is done for the phase-shifted full-bridge control. Most of the early constant current source is a linear power supply with the increase in the frequency of electronic devices, linear power supply has been gradually increasing maturity of the switching power supply replaced, this has shown a constant current source based on the switching technology, small size,light weight and high efficiency. Switch mode constant current source in the high-frequency conditions, the electronic device loss, while the soft switch technology just to solve this problem. Set of soft-switching PWM resonant converter with PWM control of the advantages in one. Not only can achieve zero-voltage switching power tube, power tube frequency control. Phase- shifted full-bridge soft-switching technology is suitable for high-power DC - DC conversion applications. In this paper a detailed analysis of phase-shift control of ZVS PWM DC / DC full-bridge converter, discussed the realization of ZVS PWM DC / DC soft-switching conditions, problems that need attention. Based on the theoretical basis of the above article, the preliminary design of a constant current source. Constant current source circuit includes a main power conversion and control circuits. The main power conversion circuit by the input rectifier and filter circuit, the full bridge circuit, the output filter circuit, the control circuit by the voltage and current feedback circuit and over-flow through the UC3875 control over temperature protection circuit. Key words: Phase-shifted full bridge converter, soft switching, switching power supply, parameter settings, UC3875 目录 III 目 录 摘 要I ABSTRACT（英文摘要） 目录.III 第一章 绪论1 1.1 课题的背景和意义.1 1.2 恒流源的种类.1 1.3 国内外恒流源的研究状况.3 1.4 主要设计内容及指标.3 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术5 2.1 开关电源概述.5 2.1.1 开关电源的定义5 2.1.2 开关电源的组成5 2.2 软开关技术.6 2.3PWM-DC/DC 全桥变换器.7 2.3.1 DC/DC 变换器拓扑7 2.3.2 工作原理10 2.3.3 ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器几个值得注意的问题17 第三章 恒流源系统的硬件电路设计20 3.1 恒流源系统整机框图.20 3.1.1 输入整流滤波电路21 3.1.2 全桥电路.23 3.1.3 输出整流滤波电路.24 3.1.4 高频变压器的设计.25 3.1.5 输出滤波电路27 3.2 UC3875 30 目录 IV 3.2.1 UC3875 芯片简介 30 3.3 控制电路.33 3.3.1 电压电流反馈环节33 3.3.2 开关管驱动电路.35 3.3.3 保护电路.36 第四章 结论38 参考文献.39 致 谢40 第一章 绪论 - 1 - 第一章 绪论 1.1 课题的背景和意义 本设计用于测量碳素材料制品的电阻率。碳素材料制品的电阻率值是评价 碳制品电极质量的重要指标之一。但是国内尚无统一的电阻率测试仪，不少厂 家自己拼凑的装置往往由于电源不稳、测量装置精度不高产生很大误差，造成 产品等级混乱，质量下降。所以，国内急需一种统一的规范的测试仪器。理想 的电阻率测试仪由高灵敏度、高精度直流数字电压表和宽范围高精度大功率的 直流恒定电源所组成，可以直接用数字显示出测量的电流值和电阻率值。设计 出理想的恒流源后，根据“电流-电压降”的测量方法，由仪器输出直流恒定 电流，在被测样式上产生微弱的电压降，再由仪器的输入端子将电压信号馈入 仪器，经内部电路放大，数字显示测量结果，即R=V/I。再根据R=/s.即得 电阻率。这种简单精确的测试仪将解决目前国内碳素材料电阻率测试的混乱 局面，达到统一规范的目的。本文即将致力于这种宽范围高精度大功率的恒流 源的设计。 1.2 恒流源的种类 “恒流源”，是指这样一种稳定的电源，它输出的电流与它的外部影响 无关。事实上，由于恒流源大部分是用电子电路设计的，只有当外部条件在一 定的范围内变化时，输出的电流才能保持基本不变。 常见的恒流源实现方法 在模拟集成电路中，最常用的简易恒流源如图1-1所示。用两只相同型 号的三极管（BJT），利用BJT相对稳定的be电压作为基准，电流数值为： I=Vbe/R1.这种恒流源简单易行，而且电流的数值可以自由控制，并且没有特 殊的元件，有利于降低产品的成本。 第一章 绪论 - 2 - VCC R1 R2 R1 R2 VCC I I 图1-1 BJT恒流源 使用运放作为反馈的恒流源，如图1-2所示。使用运放作为反馈，能够 精确输出电流，同时使场效应管避免三极管的be电流导致的误差。 用集成稳压器构成的恒流源，如图1-3。它具有体积小、重量轻、价格 低、性能好、可靠性高等优点。 K A Vref R1 I R2 图1-2 运放恒流源 图1-3 集成稳压器恒流源 上述恒流源只适用于小电流的场合，当电流稍大时（1A），一般选用线 性调整式恒流源。它使用调整管来调节稳定的输出电流。由于较难找到大电流、 大功率的晶体管，而且线性恒流源效率低，会使大量的能源消耗在晶体管和分 - + A Vin V+ V- R1 R2 第一章 绪论 - 3 - 流电阻上，不宜长时间使用。因此对于100A以上的大电流，线性电源就比较难 以实现。随着开关电源的不断发展与完善，开关电源将逐渐替代线性电源，这 为大电流恒流源提出了新的解决思路。开关电源的内容将在下一章详细讲述。 1.3 国内外恒流源的研究状况 恒流源是稳定电源的一个分支，在近几十年间它得到了迅速发展。恒流源 的核心器件已经由早期的电真空结构的镇流管发展到了半导体集成电路。恒流 源所覆盖的范围由传统电表校准拓展到了激光，超导，现代通信和传感技术和 其他新兴科学等技术领域，在应用上逐渐展现出更为光明的前景。电子设备模 块的小型化和低成本，使电源的发展方向逐渐以轻，薄，小和高效率为主线。 传统的恒流源大部分由线性恒流源构成。这是一种比较成熟的电源技术，目前 已经有大量的集成线性电源模块，这种模块具有稳定性好，可靠性强等优点， 但它通常需要庞大和沉重的工频变压器和滤波器。此外，由于调整管的线性放 大工作状态，导致调整管功耗较大，效率低。而且，由于功率在调整管上消耗 较大，必须配备大型散热器，这样的话就难以满足现代电子设备的发展要求。 在20世纪50年代的时候，出于技术要求，美国宇航局将小型化，轻量化做为目 标，为发射火箭研制了开关电源。开关电源与线性电源相比，具有体积小，重 量轻，可靠性高等线性电源无可比拟的优点，这样就能满足各种电力需求。自 1990年以来，高频功率变换技术的迅速发展，新的电力电子设备，智能IC和新 型电路拓扑结构的逐渐发展，为高性能恒流源的发展提供了基础。 1.4 主要设计内容及指标 本人在参阅大量研究资料，结合设计背景，经过一番仔细考量后，最终决 定采用全桥移相软开关技术设计一台大电流的恒流源，以用于碳素材料电阻率 的测量。 本设计预期目标为： (1)初步设计一台软开关高频逆变式恒流源 第一章 绪论 - 4 - (2)输入电压：单相交流220V10、50Hz。 (3)电流精度和稳定度0.1%， 输出直流恒定电流： 0-100A (4)电压量程： 500 mV (5)电源应具有过流、过温等保护功能。 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 5 - 第二章 PWM-DC/DC全桥变换器软开关技术 本章的内容是介绍开关电源的相关知识，详细讲解了开关电源软开关技 术十二个工作周期中正向六个工作周期 的工作原理。 并提出了软开关技术 应该注意的问题。 2.1 开关电源概述 2.1.1 开关电源的定义 开关电源（switching power supply），顾名思义，就是指电路中的电力 电子器件工作在开关状态的电源。 它利用现代电力电子技术，通过控制晶 体管开通和关断的时间比，来维持稳定输出电压。开关电源一般由脉冲宽度 调制（PWM）集成芯片和开关器件（如 BJT、MOSFET）构成。开关电源 的前身是线性电源，作为电子装置的供电电源，线性电源主要用于小功率范 围，由于计算机集成度的不断增加，功能越来越强，对体积小、重量轻、效 率高、性能好的新型电源提出了迫切要求。 和线性电源相比，开关电源在 看绝大多数指标上都有很大的优势，因此，目前开关电源在计算机、电视机、 各种电子仪器的使用场合已取代了线性电源。 2.1.2 开关电源的组成 开关电源利用现代电力电子技术，通过控制晶体管开通和关断的时间比， 来维持稳定输出电压。开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）集成芯片和 开关器件（如 BJT、MOSFET）构成。其典型结构如图 2-1 所示。第一部 分整流电路的功能是把交流电源直接经过初级整流和初级LC 滤波电路后 得到直流电压 Uin，然后由逆变器逆变为高频交流的方波脉冲电压，逆变器 的开关频率多在 20kHZ 以上，逆变器输出的电压经高频变压器T 隔离并换 成适当的交流电压，之后经过整流和 滤波得到所需的直流输出电 压。 0 u 当交流输出电压、负载等情况发生变化时，输出电压也会随之变化。 0 u 这时就需要调节逆变器输出的方波电压的脉冲宽度，使保持稳定。开关 0 u 电源的核心部分即是逆变电路。 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 6 - 逆变电路高频变压器 后级整流 平滑滤波 脉宽调制 交流输 入电压 220V 初级整流 低通滤波 直流输 入 高频交 流输入 高频交 流输入 稳定 直流 输出端反馈 图 2-1 开关电源框图 2.2 软开关技术 脉冲宽度调制（ PWM）是整流逆变过程中最常用的一种。但是它又有 着明显的缺陷，主要表现在提高工作频率跟降低开关损耗的矛盾上，半导体 电力开关器件的导通和阻断状态之间的转换是各类电力电子变换技术的基本 要求。由于硬开关电源中功率开关管是不理想的设备，所以在开通过程中开 关管电压不能立即下降到零，而是有一个下降的时间，同时，它的电流上升 到负载电流也会有一个上升时间。在这个过程中，电流和电压，将有一个重 叠区域，这个区间段会产生开通损耗。同样的，关断的过程也会产生关断损 耗。这种开通与关断损耗统称为开关损耗。 高频率的电力电子变换器的开关频率可以使他们体积更小，重量更轻， 更容易进行滤波，但硬开关过程使得提高开关频率，面临着一系列的问题： 提高开关频率，开关损耗也会成正比增加，不仅会降低转换器的效率，使器 件发热严重导致开关设备温升大幅缩短寿命，也有严重的电磁干扰噪声，难 以和其他敏感的电子设备的电磁兼容性。谐振开关变换技术，软开关技术的 出现，使得电力电子变换和高频控制所造成的问题有所改善。 软开关技术是使变换器工作高频化的重要技术之一。它使用电感和电容 通过更改器件的运行轨迹，来减少器件在开关时的功率损耗。它有零电压开 关（Zero-Voltage-Switching 简称 ZVS）和零电流开关（ Zero-Current- Switching 简称 ZCS）。它应用共振原理，使开关变换器开关器件的电流 （或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，设备关闭或电压 为零时器件开通，实现开关损耗为零。因此，可以讲开关管的开关频率提高 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 7 - 到兆赫级，80 年代以来的软开关技术有广泛的研究，并在近年来得到迅速 发展。在最初的软开关变换器的 DC-DC PWM 变换器的设计是准谐振反激 式转换器（QRCs），由于在谐振电路中的工作时间只占一个开关周期的一 部分，被称为准谐振。准谐振变换器能够让开关器件上的电流或电压因为谐 振而按照正弦规律来变化，因此创造零电流或零电压开关状态，大大减少了 转换器的开关损耗和开关噪声。由于准谐振变换器，不能使电路中的开关和 二极管，同时具有这种软开关条件，因此之后提出了多谐振变换器 （MRCS）。在多谐振转换器（ MRCS）中，电路中有多个谐振拓扑和参数， 因此被称为多谐振。在准谐振变换器和多谐振变换器，输出电压的控制是通 过调节开关管的频率，如果负载和输入电压的发生大范围变化，开关频率也 需要大范围的变化，这使得变压器和过滤器的设计变得复杂。 因此，本文又提出了零电压 ZVS-PWM 变换器和零电流开关 ZCS- PWM 变换器。这种类型的转换器，将准谐振变换器与传统的PWM 变换器 结合在一起，结合其他辅助 的设备来阻断谐振。在一个周期的时间内，一 部分按照零电流或零电压准谐振方式运作，其他部分的时间还是按照 PWM 方式运行，这样 电路既具有软开关的特点，也有 PWM 恒频占空比调 节的特点。谐振的电感串联在 ZVS-PWM 变换器和 ZCS-PWM 变换器的主 功率回路中，所以电路中总是存在着巨大的环流能量，这样的能量 会增加 电路的传导损耗;此外，输入电压和输出负载 和电感的储能 有很大的关系， 这使得电路的软开关条件大大取决于输入 电源和输出负载的变化。为了解 决这些问题，提出 了零电压转换 ZVT-PWM 变换电路和零电流转换 ZCT- PWM 变换电路。在这种类型的电路，辅助谐振电路和主电源开关管相并 联，环流能量能自动保持在 较低的数值 ，此外软开关条件与输入电压和输 出负载的变换就没有关系。 2.3PWM-DC/DC 全桥变换器 2.3.1 DC/DC 变换器拓扑 DC/DC 变换器类型是开关电源变换的基本类型，它通过控制开关通断 的时间比例，用电抗器与电容器上积蓄的能量对开关波形进行微分平滑处理， 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 8 - 从而有效地调整脉冲宽度及频率。从输入、输出有无变压器隔离来说， DC/DC 变换分为有变压器隔离和没有变压器隔离两类。每一类有6 种拓扑， 即降压式（Buck）、升压式（ Boost）、升压降压式（Buck-Boost）、串 联式（Cuk）、并联式（ Sepic）以及塞达式（ Zata）。按激励分类，有自 激式和他激式两种。自激式包括单管式和推挽式，他激式包括调频式 （PWF）、调宽式（ PWM）、调幅式（ PAM）和谐振式（ RSM）四种， 其中用的最多的是调宽式变换器。调宽式变换器有以下几种：正激式 （Forword Converter Mode）、反激式（ Feedback Convertr ）、半桥式 （Half Bridge Mode）、全桥式（ Overall Bridge Mode）、推挽式（ Push Draw Mode）和阻塞式（ Ringing Choke Converter，RCC）等 6 种。 单管构成的变换器如 Buck、Boost、Buck/Boost、Cuk,Spec、Zeta、Forward、Flyback 等拓扑方 案通常用于中小功率场合。而在中大功率场合，一般需要采用全桥变换器， 常用的全桥变换器有很多，移相控制方式 是目前研究的主要方向，它有很 突出的优点，能够 实现零电压、零电流、以及零电压零电流三种软开关方式。 本设计所采用的即是零电压移相控制全桥变换器。零电压移相（ZVS PWM DC/DC）全桥变换器主电路如图 2-2 所示。ZVS-PWM-DC/DC 全桥 变换器的优点表现在以下几个方面 ： （1）零电压开通，可以 有效地降低功率管的损耗，提高开关频率，使 变压器，滤波电感 和滤波电容的体积减小，从而降低开关电源模块的整体体 积。 （2）准谐振零电压变是一个恒频控制， 是通过移相来改变占空比的技 术，会使设计更为简易方便 。 （3）使用软开关技术， 能使输出电压的高次谐波减少。 （4）与传统的 PWM 硬开关转换器 相比，软开关电路只是增加了一个谐 振电感电路，电路的成本及其复杂程度并没有增加 。 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 9 - VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 C1 C2 C3 C4 Lr * * * Dr1 Dr2 Lf Cf Rd Tr E 图 2-2 ZVS PWM DC/DC 全桥变换器主电路 VT1 VT2 VT3 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 10 - VT4 图 2-3 图 ZVS-PWM DC/DC 全桥变换器原理图 移相全桥变换器由四只开关管 VT1、VT2、VT3、VT4，四只体二极管 D1、D2、D3、D4 以及四只并联电容 C1、C2、C3、C4（包括开关功率管 输出结电容和外接电容）组成。与硬开关相比，软开关电路仅多了一个代表 变压器的漏感与独立电感之和的谐振电感Tr。电路中 4 个开关管的控制波 形和原边电流波形、副边电压波形如图2-4 所示。 图 2-4 全桥变换器主要波形 该波形在一个周期内被按时域分成了8 个区间，每个区间代表电路工 作的一个过程。 除死区时间外，电路中总是有两个开关管同时导通，共有四种组态： VT1 和 VT4、VT2 和 VT4、VT3 和 VT2、VT3 和 VT1，四种组态周而复 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 11 - 始。由图 2.3 可知，当 VT1 和 VT4 或者 VT2 和 VT3 导通时，即 0t1 和 t3t4 时间段内，全桥对角线电压为直流母线电压 E，这些时间段为工 AB U 作电路输出功率状态；而在 VT1 和 VT3 或者 VT2 和 VT4 导通时，即 1 t 和时间内为电路续流状态；仅有一只开关管导通的时间段称为死区 2 t 5 t 6 t 时间，时间段内为谐振过程，续流状态转化为输出功率状态； 2 t 3 t 、时间段内是从输出功率状态向续流状态转化的谐振过程。可以 1 t 1 t 4 t 5 t 看出，谐振过程都发生在死区时间段里，死区时间的大小由控制IC 的功 能的管脚来设置。 下面将具体分析各个工作区间的工作原理。 2.3.2 工作原理 在一个开关周期内，移相控制 ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器共有十二 种开关模态， 后半个周期的六个工作状态与前六个完全相同。所以现在只 分析前半个周期中的六个开关模态。在分析之前先作出如下假设： 所有开关管，二极管都设为理想元件 ； 所有电感，电容和变压器均为理想器件； C1=C2=，C3=C4=； lead C lag C L /,其中 n 是变压器的原副边匝数比； f r L 2 n 下面对前半周期的六个工作状态进行详细分析。 VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 C1 C2 C3 C4 Lr * * * Dr1 Dr2 Lf Cf Tr 图 2-5 正半周功率输出过程 I （）原边电流正半周功率输出过程 0 t 1 t 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 12 - 图 2-5 中，在之前，VT1 导通，VT4 导通，并且在时间段内 0 t 0 t 1 t 同时保持导通，此时 VT2、VT3 都截止。因此在期间，全桥左臂支 0 t 1 t 路中点电压=E，它加在主功率变压器原边 线圈的两端（包括附加电感 AB U ）。使原边绕组的电流从时刻的较高峰值线性增大，其电流变化T p i 0 t m I 率为，所以电网中的能 量会不断转化为磁能 并且存储于电感线圈和/ p didt 负载中，在时刻原边电流从起始值线性升高到峰值，的表达式如下 ： 1 t 1 I m I p i （）=+（-） p i 1 t m I 1 I 0 2 () () rf EnU Tn L 1 t 0 t （2.1） 上式中，是主变压器中原边漏感与外加谐振电感量之和，是副 r T 2 f n L 边输出的滤波电感折算到原边的电感量， n 为原副边匝数比。因为的折 f L 算值很大， 在式子 2.1 中，分母变大，会缓慢上升 ，上式可变为： p i =+ m I 1 I 00 1 (/) f E n U t nL （2.2） 此时，副边的感应电压使1 导通2 截止。 r D r D （）超前臂谐振过程（死区时间段内） 1 t 1 t VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 C1 C2 C3 C4 Lr * * * Dr1 Dr2 Lf Cf Tr 图 2-6 正半周超前臂谐振过程 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 13 - 由图 2-6，原边电流在时间段内（ 功率输出的过程 ）缓慢升高， p i 01 t t 时刻，电流达到最大值，这时，加在左臂上开关 管 VT1 栅极的驱动 1 t p i m I 脉冲变为低电压，使得 VT1 由导通变为截止，电源的供电回 路被截断。但 是存在于原边线圈中的电流不会突变，它会维持从左向右正向流动， 超 p i 前臂的并联电容 C1 充电，C2 放电，C1 与 C2 和等效电感发生串 2 rf Tn L 联谐振，左臂的中点电压（）会很快减小 。因 VT1 关断时（时刻） A U 2C U 1 t ，原边电流已经达到峰值。由于的值很大，而超前臂 并联电容（包 p i m I m I 括器件电容） 的容量很小， 所以 C1、C2 的充放电过程 很短暂，超前臂中 点电压会从电源电压快速减小， 直至降为零。 在之前已降到零。在 A U 1 1 t A U （）期间原边电压0，一直保持原来的极性 ，故副边的感应电压 1 t 1 t AB U 仍然保持上正下负，二极管 Dr1 继续导通， Dr2 关断。 在这个过程中，为参与谐振过程的等效电感量，由于谐振电 2 rf Tn L 感的值很大，原边电流的变化很小 。可以近似为恒定电流， C1，C2 的 p i 谐振时电压变化公式如下： 1( ) 2 1 p c I Utt C （2.3） 2( ) 2 2 p C I UtEt C （2.4） 以上两式中， C1=C2=，。过后的串联谐振 使得并联 lead C 10 ( )/ p ItIn 1 t 电容 C1 和 C2 快速的充电放电。两臂 间的电压从 E 快速降到 0，谐振 AB U 结束时（VT2 导通之前），电容 C2 上的电压降到-0.7v，此时，反向并 2C U 接的二极管 D2 立即导通，VT2 两端的电压 被钳位在零电平 ，这为谐振完 成后超前臂 Vt 实现零电压开通做好了准备条件 。 为了确保电容电压在死区时间内能够 降到零，以使 VT2 在时 2C U 1 t 刻时顺利实现零电压开通，完成由 VT1 向 VT2 的换流，超前的臂死区 时间t 应满足条件： t (2.5) 2 lead m CE I 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 14 - ():正半周钳位续流过程 1 t 2 t p i E VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 C1 C2 C3 C4 Lr * * * Dr1 Dr2 Lf Cf Rd Tr 图 2-7 正半周钳位续流过程 p i 在之前因为超前臂已使 VT2 导通，VT2 虽然导通但并没有电流流过， 2 t 电流仍然通过 C2 流通。VT2 被钳位在零电压。 即 =0， =0；谐振结 A U AB U 束，C1、C2 完成充放电之后，在 VT2 导通之前 的续流回路自然从急 p i 剧减少的 、转移到钳位二极管 D2 导通续流，如 图 2-7，时加到 1C i 2C i 2 t 开关管 VT2 栅级的驱动电压变为高电平 ，VT2 零电压开通 ，由于 D2 先 前已提前提供了原边电流的左臂续流回路 ，故( )虽两臂中点电压 全为 1 t 2 t 0，即=0（即钳位续流过程），但原边电流仍照原方向继续流动、 A U B U AB U 不断衰减，原边电流的值等于折算到原边滤波电感的电流值： ( ) ( 1) Lf p it i t n （2.6） 2 ( 2) p i tI （2.7） （）：VT4 关断后滞后臂谐振过程；急速下冲；副边反向电 2 t 4 t p i 势使 Dr2 开始导通 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 15 - VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 C1 C2 C3 C4 Lr * * * Dr1 Dr2 Lf Cf Tr 图 2-8 正半周滞后臂谐振过程 p i 如图 2.8 所示,在 t2 时刻，加在开关管 VT4 两端的电压由高电平变为 低电平， VT4 由导通变为截止，正向续流的原边电流突然失去了全桥右臂 的导通回路。这时已经上升到的原边电流对 C4 冲电并抽走 C3 上的电 2 I p i 荷。 由于 C4 上的电压由零变为正极性，滞后臂的中点电压由零变为正值， 因此，全桥两臂中点电压变为负值。原边电压感应到副边的电压为上正 AB U 下负，下端的二极管 Dr2 承受反向电压导通。此时，流过 Dr1 的正向电流 不会马上变为零。所以，这个时候电Dr1 和 Dr2 是同时导通的，变压器副 边绕组被短路，其两端电压为零。原边绕组的电压也为零。电压全部加在谐 振电感 Lr 两端。在()期间，原边电流与滞后臂谐振电容电压变化关系 2 t 4 t 式如下 2 1 cos, 2 p rlag iIt T C （2.8） 42sin , 2 4 r Cpp T UZ It Z C （2.9） （） (2.10) 32sinCp UEZ It 34lag CCC 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 16 - (2.11) 1 24 2 1 sin p E t Z I 时已迅速升高到 E ，此时为零，使原边电压变为最大负值： 3 t B U A U =E，原边反向电压会 全部施加在小电感 Lr 两端。故原边电流 以 AB U p i 最大变化率从急速下冲减小 ，在时刻减小到零值，并继续按该负变化率 2 I 5 t 负向下冲增大为 -。 1 I （）：谐振结束时二极管 D3 导通续流，原边电感储存的能量 4 t 5 t 返回到电网，下冲到零点。 VT3 开通后，电流并不流过 VT3 而是通过二 p i 极管 D3 流通。原边谐振电感储藏的能量会回馈到电流。由于DR1 和 DR2 的同时导通，使得变压器的副边电压为零，同时感应到原边绕组的电压也为 零。因此电源电压 E 就全部加在谐振电感两端。 VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 C1 C2 C3 C4 Lr * * * Dr1 Dr2 Lf Cf Tr 图 2-9 正半周电感储能返回电网 期间变换简化 后电路见图 2.9，因时刻 D3 已导通续流， 回馈 4 t 5 t 4 t 到电源的能量 补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应在此期 间结束，VT3 应在这段时间 内导通。 （）：原边电流下冲过零点后开始负向增 大 5 t 6 t 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 17 - VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 C1 C2 C3 C4 Lr * * * Dr1 Dr2 Lf Cf Tr 图 2-10 原边电流负向增大 由图 2.10，（）时间段内， 从左向右的原边电流快速减小，在电 4 t 5 t 流减小到 0 之前，滞后臂上 端的开关管 VT3 已导通，且超前臂下管 VT2 在之前也导通。 VT2 和 VT3 为电流提供了回路，并且在这时，原边的电 4 t 流仍不能为负载提供电流，所以这时负载电流还是由两个整流管提供回路。 因此在()由于副边二极管同时导通切断了反射电感，故原边电流 56 tt 2 f n L 按最大变化率下冲减小到 0 值时，曾导通续流二极管 D3 和 D2 自然关断， p i 电流的回路变为：。 32r EVTTVTgnd 上述场景为下一步的负半周功率输出阶段做出了准备。滞后的原边电 流仍按该变化率从零值自右臂经 VT3 向左臂 VT2 开始反方向快速增大 ， 维持下冲态势，使负向增大到峰值 -值。 p i 1 I 原边电流过零反向急变的过程，电流已经通过VT2、VT3 形成功率输 出的回路，这个过程与第一阶段 VT1、VT4 导通正半周功率输出类似。但 是这一阶段也是副边两个整流二极管同时导通并且急剧换流的过程。 急速的减小同时急速的增大，副边绕组的电压仍然被钳位在低电平。 1Dr i 2Dr i 这样就阻碍了副边功率的输出。 在时，如果死区的时间设置的过长使得开关管VT3 仍未导通，由于 5 t 附加电感 Lr 的值比较小，就会让 C3、C4 再次进行充放电。滞后臂中点的 电压 U 会从电源电压迅速减小。二极管 D3 被迫关断，不能将 VT3 钳位在 零电压，这样一来，当 VT3 两端脉冲电压变为高电平时，就不能实现 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 18 - VT3 的软开通。这个死区时间 t 设置的越长， VT3 开关时消耗的功率就越 多。 时刻，VT3 关断，电路开始了下半个周期的工作，其原理与前半周期 6 t 相类似，在此不再赘述。 2.3.3 ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器几个值得注意的问题 在研究软开关技术的时候，有以下几个问题值得我们思考。 1.实现软开关的条件 要由上述的分析可知，开关管的零电压开通是依靠串联电感与输出结电 容的谐振实现的。因此，要能顺利实现零电压开通，必须有足够的能量能 够： 把将要开通的开关管外部附加电容上的电荷全部抽走； 给已关断的桥臂上的开关管外部附加电容充电 ； 考虑到变压器原边绕组的结电容，所以还需要有能量抽走变压器原 边绕组寄生电容上的电荷。 TR C 也是意味着， 实现开关管的零电压开通， 电源电压必须满足下式： = 0 E 222 leadlagTR 111 CE +C E +CE 222 22 iTR 1 C E +CE 2 （2.12） 其中，。 ileadlag C =C=C 在超前桥臂的谐振过程中， ZVS 是很容易实现的。 这是因为超前桥臂 的谐振时的电感是由滤波电感和谐振电感共同实现的，由于这两个电 f L r T 感是串联的，它们的电感值 （）很大，所以储存的能量很多，原 2 rf L=T +k L 边电流因此衰减的很少，近似相当于一个恒流源。因此超前桥臂实现谐振的 能量很大，可以很容易的满足 2.12。 所以说，当流过负载的电流很小时，就能让 全桥桥臂中并联在开关管 两端的电容钳位到 0V。VT1、VT2 可以顺利实现 ZVS。 而在滞后臂的开关过程 ZVS 的实现相对于超前臂就比较 困难。这是因 为在滞后臂开关过程中， 变压器的副边是短路的，此时，原边电流 部分改 变流通方向，其流通路径由全桥提供； 负载电流与变压器的原边没有关系， 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 19 - 负载电流由整流桥提供续流回路 。此时用来实现 滞后臂开关管 ZVS 的能量 只是谐振电感中的能量，为了使滞后臂开关管顺利实现零电压开通，需 r T 要满足 2.13 式： 2 r 2 1 TI 2 2 iTR 1 C E +C 2 E （2.13） 由于谐振电感的值比较小，它的储能小，因此只有当负载电流 达到 r T 一定值时才可以使 滞后臂电容电压谐 振到零，所以，对于 滞后桥臂的两个 开关管 VT3、VT4，在轻载时实现零电压开通 就会更加困难。 为了使滞后臂容易实现零电压开通，在设计开关管驱动信号时，应使滞 后臂的死区时间大于超前臂的死区时间，并使C3、C4 的值小于 C1、C2。 一旦滞后臂可以实现零电压开通，超前臂就肯定能够实现零电压的开通。 2.占空比丢失现象 移相全桥零电压 PWM 软开关电路有 一个很特殊现象即占空比的丢失 。 所谓占空比丢失即是副边占空比小于原边占空比。通常发生在续流状 s D p D 态向输出功率状态转换结束的时候。 占空比丢失的原因是：原边电流 从正 向变化到负向或者反之的 时间段里，虽然原边有正 （负）电压方波，但这 个电压不足以为负载提供电流，因为整流桥副边 的两二极管 虽然都是导通 的，负载上仍有 续流，但是两端电压 已经被二极管钳位为 零电压。这样副 边电压就会失去部分方波电压。 如图 2-4 中的（）时间段，时 VT3 56 tt 5 t 刚开通，上的电流刚刚衰减到零 ，的电压为 E。流过原边的 电流开始 r T r T 反向增大，当电流增大到时，变压器原边退出续流状态， 当原边电压 0/ Ik 上升到 E 时，电流不再增大。 从 VT3 开通到变压器的原边 退出续流状态， 变压器并不输出电压，这一段时间即为丢失的占空比，其大小为： (2.14) r 0 TI D= kET/2 由上式可知，越大，越大。占空比丢失也会越严重。 r T 0 I 占空比丢失这种现象只能减小，无法消除。这种现象 会使开关管的损 耗变大，整机效率降低。因此，必须采取适当的措施来减小它。减小k 的 第二章 PWM-DC/DC 全桥变换器软开关技术 - 20 - 值或者将增至饱和都可以用来减小它。 r T 由以上分析可知，移相全桥 PWM 软开关技术存在以下缺点 ： 轻载负载的电流较小时 ，滞后臂开关管 ZVS 的实现比较困难； 输出二极管开关损耗较大 无法实现零开关 ； 原边产生较大的环流，增加了导通损耗； 高频率，谐振过大 都会造成占空比丢失。 第三章 恒流源系统的硬件电路设计 - 21 - 第三章 恒流源系统的硬件电路设计 3.1 恒流源系统整机框图 图 3-1 中是恒流源系统的整体框图。它的主要部分为 恒流源主功率电 路和恒流源控制电路 ，主功率电路 用来完成电能的传输和变换 ，是恒流源 系统的核心部分 。主功率电路包括以下几个部分： 输入输出整流滤波电路 移相全桥主功率电路 高频变压器及阻断电容 输出整流滤波电路等 电路的另一主要部分是恒流源的控制电路。包括输出电压和电流采样反 馈电路，还有各种保护电路。如过流及过温保护电路。控制电路是保障电路 稳定运行的关键，能够有效地提高电源的稳定性和可靠性。 以下是系统各各部分的详细介绍。 单相交流 220V 输出整流滤波 电路 高频变压器全桥逆变电路 单相整流滤波 电路 脉冲驱动 PWM调制 过流保护电流采样反馈 电压采样反馈 电压保护 过温及过流保护 图3-1 恒流源的系统框图 第三章 恒流源系统的硬件电路设计 - 22 - L1 C2 C3 C4 L2 BRG C5 C6 C7 RT C1 C8 C9 C10 C11 C12 C13 C14 C15 T2 T1 R0 VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 D6 D7 L3 L4 D8 D9 图 3-1 系统主功率电路图 3.1.1 输入整流滤波电路 单相220V50Hz交流经过电本电路的 整流和滤波后会 得到300V左右 的直流电压， 再将这个电压 供给后级DCDC全桥变换器。如图 32，输 入电路包括电磁干扰滤波电路 (EMI)及整流滤波电路。 第三章 恒流源系统的硬件电路设计 - 23 - 单相 交流 220V C1 L1 扼流圈 C2 C3 C4 L2 BRG C5 C6 C7 RT 图3-2 输入整流滤波电路 (1)电磁干扰滤波电路 EMI：C1、L1、C2、C3组成双型滤波网络 ，该 网络的功能主要是抑制电网中的电磁信号和杂波信号，和电源本身产生的高 频杂波。 (2)后一级是滤波电路。 原理为：电源开始的一刹那，对 C5充电会产生 很大的电流，全部的能量加在电阻上。电源开启后，负温度系数的热敏电阻 RT的阻值减小，电路后级正常工作。 (3)整流滤波电路：交流电压经 BRG(桥式整流)整流后，经过电容 C5、C6后可以得到较为平直的直流电压 (约300V)。对于电容 C5的值越大时， 输出电压的纹波越小。得到的直流电压会越平直。 第三章 恒流源系统的硬件电路设计 - 24 - 3.1.2 全桥电路 C8 C9 C10 C11 C12 C13 C14 C15 T1 VT1 VT2 VT3 VT4 D1 D2 D3 D4 D6 D7 L3 L4 D8 D9 AB D10 D11 图 3-3 全桥电路及输出滤波电路 如图3.3是系统全桥电路及输出滤波电路 。它主要由 VT1、VT2、VT3、VT4四个主功率MOSFET以及D1、D2、D3、D4四只二 极管和C1C4组成。 对于MOSFET主要是开通损耗。 控制芯片UC3875通过控制输出电压的移相 角来调节A、B之间的高频方波交流 电压。改变全桥对角桥臂两开关管的 驱 动电压的移相角 ，让超前臂管栅极驱动电压超前于滞后臂 一个相位。并对 一个桥臂上的开关管设置不同的死区时间。软开关就是利用谐振使开关管在 开通的瞬间被钳位在零电压，这样就可以避免高电压和功率器件大电流同时 出现而产生的硬开关状态。抑制感性关断电压尖峰和电容开通时温度过高， 减少开关损耗和杂质的干扰。 主功率开关管 参图3-3，高频变压器 的作用是隔离和降压 。高频变压器 有一个原边绕组、二个带中心抽头的副边绕组 。=0时，变压器原边阻 AB U 断电容C12使原边电流回零以防 变压器直流偏磁 。变压器原边串联的 Lr可 以促进变压器的滞后臂实现 ZVS，一支桥臂上的两个电容在开关转换瞬间充 放的能量为。 2 C2 4 W =0.5CE 、 超前臂实现ZVS比较容易，因为它的谐振发生在谐振电感 Tr与滤波电 感Lf串联的情况下，这时两电感之和很容易满足 第二章中提出的 2 rf Ln L 第三章 恒流源系统的硬件电路设计 - 25 - 软开关实现的条件。然而，滞后臂发生谐振就比较复杂。因为滞后臂发生在 变压器副边两个二极管同时导通的情况，这时相当于副边的滤波电感被短路， 使滞后臂参与谐振的电感只剩下 Lr。因此电感的总量不容易满足软开关实 现的条件。因此，必须适当的调整 Lr的大小，满足 3.5式。 22 22 4 1 E 2 r LIC 、 （3.5） 3.1.3 输出整流滤波电路 输出