纯电动汽车充电器设计

摘要 I 摘要 随着世界上能源问题与环境问题越来越突出，电动汽车有着零排放和高效 的特点，因此受到越来越高的重视，但是纯电动汽车的充电问题依然是制约电 动汽车快速发展的瓶颈。本文是在对大量的资料分析，电池特性及其发展现状 的研究基础上,设计了可供纯电动汽车锂电池组充电使用的快速智能充电器。 文中对锂电池的充电是采用先横流后恒压最后再浮充的三段式的充电方法。 本文首先介绍了课题的背影及意义和电池的充电方法。之后设计了主电路 的拓扑，主电路部分主要包括功率因数校正电路及 DC-DC 变换电路，并对主电 路的参数与器件进行了选择与设计。而后对控制电路进行了设计，控制电路主 要是基于 DSP 来实现对充电器的控制，DSP 依据估算的电池 SOC 值划分三阶段 充电，而恒流恒压主要通过 PID 调节实现。同时本文还设计了电压，电流，温 度等的检测电路，为防止过流过压及温度过高还设计了保护电路。最后设计了 充电器的软件部分，着重介绍了 SOC 算法及基于 SOC 的三阶段充电控制流程。 关键字：关键字：纯电动汽车，DSP，PFC，充电器 Abstract II Abstract With the worlds energy problems and environmental issues become more and more prominent, electric vehicles have zero emissions and efficient features and therefore subject to more and more attention, but the pure electric vehicle charging problem still is the bottleneck in the fast development of electric vehicles. This paper designs available pure electric vehicle lithium batteries used in the rapid smart charger on the basis of a lot of data analysis, present situation and characteristics of the battery. In the paper, charging of lithium battery is using the first cross-flow, constant pressure last float three-stage charging method. This paper first Introduction back and significance of the subject and battery charging methods, After design the topological of the main circuity, the main part of the main circuit, including power factor correction circuit and DC-DC converter circuit, and the selection and design for the parameters and devices of the main circuits. Then the paper design the control circuit, the control circuit to implement the feedback control of the charger is based on DSP, the DSP based on the estimated SOC of battery is divided into three stages charging, and the realization of constant current constant voltage base on PID regulator. The article also designed the detection circuit of the voltage, current, temperature, etc., in order to prevent overcurrent, overvoltage and temperature the paper has also designed a protection circuit. Last design the software portion of the charger, highlighting the SOC algorithm and the SOC-based three-stage charge control process。 Keywords:Keywords: pure electric vehicles, DSP, PFC , charger 目录 III 目录 摘要I ABSTRACTII 目录 .III 第一章 绪 论 .1 1.1 课题背景及意义 .1 1.1.1 电动汽车发展简介1 1.1.2 纯电动汽车充电设备的发展现状1 1.2 电动汽车的关键技术.2 1.2.1 电池技术 2 1.2.2 电力驱动及其控制3 1.2.3 总线控制系统 4 1.2.4 电池管理系统 4 1.3 蓄电池的充电方法 .5 1.4 论文的主要内容 .7 第二章 充电器硬件电路设计.9 2.1 充电器总体方案的确定.9 2.2 PFC 电路设计 .10 2.2.1 功率因数校正技术10 2.2.2 PFC 硬件电路11 2.2.3 电路参数的计算 14 2.2 DC-DC 变换电路设计15 2.3.1 电路拓扑结构的选择15 2.3.2 电路参数的计算 17 2.4 控制器设计.19 2.5 DSP 外围电路设计.21 2.5.1 时钟电路设计 21 2.5.2 电源及复位电路 22 目录 IV 2.6 检测电路设计.23 2.6.1 电压检测电路设计23 2.6.2 电流检测电路设计24 2.6.3 温度检测电路 24 2.7 保护电路设计.25 2.8 驱动电路设计 .26 第三章 软件设计 .29 3.1 充电器软件流程框图.29 3.2 SOC 估计程序.29 3.2.1 折算库伦效率 30 3.2.2 卡尔曼滤波算法的设计31 3.2.3 基于卡尔曼滤波的 SOC 算法流程图.32 3.3 电池三阶段充电控制程序.33 3.4 恒流恒压的 PID 调节.34 总结.36 参考文献 .37 致谢.39 第一章 绪论 -1- 第一章 绪 论 1.1 课题背景及意义 1.1.1 电动汽车发展简介 自从 1886 年 1 月 29 日，两位德国人卡尔本茨与戈特利布戴姆勒获得 世界上第一辆汽车的专利权，标志着世界上第一辆汽车的诞生，汽车已经发展 了一百二十多年了。汽车的产生已经深刻的改变了人类的发展方式，并极大的 促进了世界经济的发展，给人们的生活带来诸多的方便。特别是现在汽车的作 用越来越重要，已经成为我们生活中不可缺少的一部分。但是伴随着汽车的大 发展很多问题也随之出现了，由于传统的汽车都是以石油或液化天然气为燃料， 燃烧排出的尾气大部分是含有污染物的气体，对人类的身体健康带来很大的影 响。特别是最近几年随着汽车价格的降低，以及我国经济的快速发展，私家车 越来越多，我们能明显的感受到空气质量的下降。同时石油这种资源属于不可 再生资源且探明的储量有限，因此发展一种无污染新型汽车代替现在的燃油汽 车是必然趋势。而电动汽车就具有以上优点，其必将取代燃料汽车成为未来汽 车的发展方向。 虽然电动汽车有着光明的前景，世界各国政府以及大型的汽车公司也在不 遗余力的发展电动汽车，更新电动汽车技术，但我们也必须清楚地认识到在电 动汽车的各个关键领域还有很多技术尚不成熟，需要大力发展。电动汽车的充 电技术就是其中之一，现在电动汽车在充电方面主要存在的问题是充电时间过 长及因充电控制不理想造成的电池寿命缩短等。这些问题严重的影响了电动汽 车的运行里程，降低了可充电电池使用时间，造成电动汽车成本的增加。为解 决上述问题，必须开发出既具有良好控制技术又能缩短充电时间的新一代电池 充电器。 1.1.2 纯电动汽车充电设备的发展现状 电动汽车的充电设备主要有充电机，充电桩，充电站以及相应的配套设施。 国外如美英法日韩等都在大力发展自己的充电设备。 (1)美国的加州，佛吉尼亚州等州联合一些大公司在旧金山、奥克兰等城市 第一章 绪论 -2- 的主要公路、大型停车场、居民区等安装了大量充电设备，这些投资将涉及 10 亿美金之巨。 (2)现在日本预计其充电站的数量已接近 1000 座，在东京随处可见充电设 备，同时日本政府还表示，要在日本的试点城市的旅店，商城，电影院等地安 装充电电源，以供电动车主免费使用。 (3)在英国进伦敦市区就有 60 余个充电设施，电动车主每年只要上缴 75 英镑，就可不计次数的使用这些充电设备。 近几年我国各地也在大力发展充电设备，在充电设备发展上与以上几个发 达国家差距并不远，在政府和国家电网等的支持下，截止到 2010 年在北京、 上海、大连、重庆、青岛等 10 个大城市建设了 50 余座充电站。 1.2 电动汽车的关键技术 1.2.1 电池技术 可充电电池是整个电动汽车的动力基础，但同时也是制约电动汽车在整个 汽车市场快速发展的主要因素之一。要使电动汽车在整个汽车市场上具有竞争 力，就要开发出具有比能量高、比功率大、使用寿命长的电池。但一直以来电 池技术所面临的关键问题主要包括，电池能量密度低，电池组的重量过重，续 驶里程有限。 到目前为止，电动汽车车用动力蓄电池已经发展了三代了，取得明显的突 破。第一代电池是铅酸电池。第二代电池是碱性电池，其中以锂离子组成的电 池应用最广。第三代电池是燃料电池。由于可以控制其燃料的反应过程，因此 是理想的汽车用电池，但是其很多关键技术还有待提高。 在第二代电池中的锂电池因体积小，能量比高，自放电小，使用寿命长， 无污染，循环次数多等优点而得到大量应用。锂电池是指电化学反应体系中含 有锂（包括金属锂、锂合金和锂离子、锂聚合物）的电池。锂电池可分为两类： 锂金属电池和锂离子电池。锂金属电池通常是指不可充电，并且内含金属态的 锂。锂离子电池是指不含有金属态的锂，并且是可以充电。锂离子电池可供选 择的正极材料很多，但目前主流产品大多采用锂铁磷酸盐。不同正极材料对比 如表 1-1 所示。 第一章 绪论 -3- 表 1-1 不同正极材料对比 材料LiCoO2LiMn2O4LiFePo4Li2FeO4F 电压3.7v4.0v3.3v3.6v 容量140mAh/g100mAh/g100mAh/g115mAh/g 正极反应过程，放电时锂离子嵌入，充电时锂离子脱离。 充电时化学反应：。 44 010LiFePLiXFePXLiXe 放电时反应：。 44 00LiXFePXLiXeLiFeP 锂离子电池的负极材料多采用石墨，但新的研究表明钛酸盐可能是更好的 材料。负极反应过程为放电时锂离子脱离，充电时锂离子插入。 充电时的化学反应为：。 6 6XLiXeCLiXC 放电时为：。 6 6LiXCXLiXeC 基于以上对锂电池性能及特性的分析，锂电池相对于其他种类的电池有着 明显的优点，同时现在锂电池技术已经相当的成熟，因此本文设计的充电器是 基于锂电池应用设计的。 1.2.2 电力驱动及其控制 为电动汽车提供动力的电机与常规的工业 用电机差别很大。一般应用 在电动汽车上的驱动电机应具备频繁的启动 与停车、加速 与减速等特征。 此外驱动电机还应具有较宽的调速范围及较高的转速，足够大的启动扭矩，体 积小、质量轻、效率高并且有动态制动强和能量回馈的特点。而工业电机通常 优化在额定的工作 点。因此，电动汽车驱动电机比较独特， 属于特种电机 。 目前电动汽车使用的电动机中，直流电动机基本上已被性能优越的交流电 动机和永磁电动机以及现在的开关磁阻电动机所取代。现在世界上已经研制出 了功率密度超过且额定点的效率高于 90%的小型高效的电动机，电机已1/kw kg 经基本满足低速大扭矩和高速衡功率的牵引控制的要求。 第一章 绪论 -4- 1.2.3 总线控制系统 我国在车用网络、总线、通讯协议等领域的研究虽然起步较晚，但近年来 发展的比较快，尤其是在电动汽车领域中，总线网络得到了广泛的应用。汽车 总线传输必须要满足以下几点要求：信息能够准确及时的传送；总线上的节点 能随时访问总线；节点能根据预先设定好的优先级进行总线的访问；节点成功 访问总线的时间应尽量的短；最优的传输速率(波特率)；节点的故障自诊断； 总线具有一定的可扩充性等等。现在世界上的许多著名的汽车公司如奔驰、宝 马、大众等均已采用 CAN 总线来实现汽车内部的数据通信。 纯电动汽车的整车控制系统一般由两条总线组成，一条是高速 CAN 总线 另一条是低速 CAN 总线，整车控制图如图 1-1 所示。其中整车控制、电池管理、 故障诊断、电机控制等单元连接在高速 CAN 总线上，组合仪表、车灯控制、 空调系统等单元连接到低速总线上。 CAN总总线线主主控控 制制器器网网关关 电电机机控控制制 ECU 转转向向、制制动动 ECU 故故障障诊诊断断 ECU 整整车车控控制制 ECU 电电池池管管理理 ECU 充充电电系系统统 ECU 车车载载记记录录仪仪 ECU 其其他他控控制制 ECU 组组合合仪仪表表 ECU 电电动动门门室室 ECU 舒舒适适控控制制 ECU 车车灯灯控控制制 ECU 空空调调系系统统 ECU LIN总总线线 高高速速CAN 总总线线 图 1-1 整车控制图 1.2.4 电池管理系统 由于锂电池在过热、过压、过充及过放的情况下容易造成损坏，甚至会燃 着或爆炸等情况，使得电池管理系统成为电动汽车的关键技术之一。电池管理 系统（BMS）是保护和管理电池的核心，不仅是使电池在安全可靠运行之余电 池的性能得到充分发挥的保障，而且还是驾驶者管理电池的桥梁。目前的电池 第一章 绪论 -5- 管理系统（BMS）通常包括数据的检测、剩余电量的计算、电池充放电控制、 均衡充电控制、温度管理、安全运行以及数据通信等部分。现在世界上较有代 表性的系统有 BADICHEQ 系统、BATTMAN 系统、SmartGuard 系统以及 BatOpt 等。虽然经过这几年世界各国的努力，电池管理系统取得了长足的发展， 但在很多方面技术仍然不是很成熟，特别是数据的可靠性、SOC 估算的精度以 及安全管理等方面。 1.3 蓄电池的充电方法 目前电动汽车的充电方法主要有传统的充电方法、无线充电方法、脉冲充 电方法等。其中传统充电方法又可分为恒压充电、恒流充电和阶段充电等。 (1)恒流充电 恒流充电方法指的是通过改变充电装置的输出电压的大小而保证输出充电 电流大小不变的充电方法，横流充电曲线如图 1-2 所示。这种充分点方法的控 制原理较简单容易实现，但是大多数电池接受电流的能力，一般是随着充电过 程的深入而下降的，因此到充电后期时，由于充电电流过大使电池电极极化时 出气太多，从而严重的影响电池的使用寿命。 t V/iV i 0 图 1-2 恒流充电曲线 (2)恒压充电法 恒压充电法要求在整个的充电过程中保持充电装置的输出电压保持不变， 充电电流逐渐减小。恒压充电曲线如图 1-3 所示，与恒流充电法相比，这种充 第一章 绪论 -6- 电曲线更接近于最佳的充电曲线。由于充电的最后阶段充电电流小，有效的避 免了电池的过冲。但这种充电方式开始阶段充电电流过大，以对蓄电池的寿命 在成影响，因此除小电压大电流的充电场合还有应用外，其他应用场合已很少 采用。 V/i 0 t V i 图 1-3 恒压充电曲线 (3)阶段充电法 由以上分析可知不管是恒流充电还是恒压充电都存在不少问题，为弥补以 上问题大都采用阶段充电法。阶段充电法可分二阶段充电法与三阶段充电法两 种。二阶段充电法是指先恒流后恒压相结合的方法，先以恒定的电流充至预设 的电压，然后以恒定的电压充完，而三阶段充电法则是指在二阶段充电完成时 在进行一次小电流的浮充，三阶段充电曲线如图 1-4 所示。 v 0 i 第一阶段第二阶段第三阶段 t V/i 图 1-4 三阶段充电曲线 阶段充电法集恒流充电与恒压充电的优点于一身，既避免了恒压充电初始 阶段大电流的冲击，又避免了恒流充电的过充。这种充电方法还能有效的减小 电极出气量，延长电池的使用寿命。因此现在充电大都采用阶段充电法。 第一章 绪论 -7- (4)无线充电技术 电动汽车的无线充电方法是近几年国外才研究出来的成果，其原理就像移 动电话似的,将电能转化成一中符合特殊标准要求的激光或者激光束，在汽车 上安装一个专用的信号接收器即可。但这种技术尚不成熟，还不具备规模推广 的条件。 (5)脉冲式充电法 大量实验表明要想提高充电的速度，必须得减弱或者消除充电过程中出现 的极化现象。而极化现象的产生与充电电流的大小和方式有着密切的关系，由 于传统的充电方式的充电电流是不间断且方向不变的，因此不可能消除极化现 象。但脉冲充电方式可达到消除极化现象的效果，脉冲充电如图 1-5 所示。 T t i 0 图 1-5 脉冲充电曲线 由图 1-5 可知脉冲充电方式即先用一个脉冲对电池进行充电，之后停止一 段时间，如此循环下去。在停充的这段时间使电池继续进行化学反应过程，这 样既可使得浓差极化与欧姆极化都得到消除，使电池的内压减轻，使下一个脉 冲充电过程可顺利的进行。但对于锂电池来说，若采用脉冲方式对其充电，则 会产生大量的热量和气体，严重老化电池。现世界上对锂电池组大都采用三阶 段充电法，这是因为其充电曲线与锂离子自身的特性较符合，这样既可提高充 电效率又可延长使用寿命，因此本设计中也采用了三阶段充电方式。 1.4 论文的主要内容 本文设计的充电器是专供纯电动汽车充电使用的，应做到智能，高效，快 第一章 绪论 -8- 速。充电器作为一个工程应用装置，其涉及到的知识非常的广泛。本文主要完 成的工作如下： 首先介绍了课题背景，国内外发展现状，及充电电源与充电方法等内容， 其中着重介绍了电池的各充电方法原理及其优缺点。 之后设计了充电器的硬件电路，硬件电路是本设计的主要工作，主要包括 由功率因数校正电路和 DC-DC 变换电路组成的功率变换电路和控制电路设计。 其中功率因数校正电路设计成基于 UC3854 的平均电流控制的 Boost 型电路， DC-DC 变换电路设计成全桥变换电路。控制电路主要完成以 DSP 为基础的反馈 控制，包括 DSP 的资源分配，DSP 的时钟、电源、复位电路，电压电流温度等 的检测电路，保护电路和驱动电路等。 最后完成了软件设计，主要完成主程序的设计，SOC 算法及 SOC 估计程序， 基于 SOC 的三段充电控制程序以及 PID 调节程序等。 第二章 充电器硬件电路设计 -9- 第二章 充电器硬件电路设计 2.1 充电器总体方案的确定 充电器主要指标： 输入电压：380V/AC 输入频率：5565Hz 最大充电电压：304v 最大充电电流：25A 满载功率因数值：0.95 保护功能：过压，过流，欠压，过温，短路等保护。 充电过程：根据锂离子电池的三阶段充电曲线充电。 基于充电器的基本要求，充电器的总体结构如图 2-1 所示。 三三相相交交流流输输入入PFC电电路路 DC-DC变变换换 电电路路 电电池池组组 MCUBMS 电电 压压 检检 测测 电电 流流 检检 测测 温温 度度 检检 测测 驱驱 动动 电电 路路 保保 护护 电电 路路 采采 样样 电电 路路 图 2-1 充电器总体方框图 由图 2-1 可知，此充电器的整体电路主要由主电路和控制电路组成。其中 主电路是实现能力传递的单元，主要包括功率因数校正（PFC）变换器和 DC- DC 变换器，电网输出的三相交流电先经过 PFC 电路功率校正后使 PF 值达到 第二章 充电器硬件电路设计 -10- 国家规定的要求，然后再经过 DC-DC 变换电路使 PFC 输出的电压达到电池充 电时所需要的大小值。控制电路主要包括微控制器（MCU） ，驱动电路，保护 电路，采样电路与检测电路等，实现对充电过程中电压电流值的适时调整，同 时实现充电过程中电压，电流，温度等的实时检测及充电出现异常情况时的保 护，保证充电过程的顺利进行。同时次充电器的单元微控制器还能实现与电池 管理系统之间信息的相互传递。考虑到充电器所涉及方面广泛以及设计时间短 等，因此不可能把电池的方方面面都设计到，本文主要设计了 PFC 电路、DC- DC 变换电路、检测电路、保护电路、驱动电路、主控制器及其外围电路、驱 动电路等。 2.2 PFC 电路设计 2.2.1 功率因数校正技术 以开关电源为代表的电力电子设备的大量应用，给工农业生产和人们生活 带来了极大的进步的同时也给我们带来了很多的负面问题。通常情况，开关电 源的输入大都采用以二极管构成的不可控整流电路，如图 2-2 所示。 t t 0 0 ia ia b) c) a) T 图 2-2 电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 虽然这种电路的结构简单，成本低廉，可靠性高，但是由于二极管整理电 路对输入电流不具有可控性，只有当电源的电压高于电容的电压时二极管才导 通，而当电源的电压比电容的电压低时二极管就截止，输入的电流为零。这样 电源峰值电压附近的电流就存在脉冲，输出电流就不再是正弦波，而是有谐波， 从而造成了电网功率因数的降低。而国家相关部门规定当输出功率达到 1500w 以上的电源满机工作时,其功因数必须大于 0.9，因此本文设计的充电器为达到 第二章 充电器硬件电路设计 -11- 这一要求，必须首先设计功率因数校正电路。 现在的功率因数校正电路大都采用有源功率因数校正。基本原理是通过以 全控形的器件构成的开关电路来控制电流的波形，可使总谐波的含量降低到 5%以 下，功率因数达到 0.99 以上，彻底的解决整流电路中存在的谐波污染以功率因 数低等问题。其工作过程如下所示：交流输入电压首先经过桥式整流，再通过 DC-DC 变换电路，使的交流输入电流电源电压成同相的正弦波且保持输出电压 稳定，其中本文的 DC-DC 变换电路采用的是升压式斩波电流。 升压斩波式有源功率因数校正电路（Boost-PFC）中电流控制型不仅调整精 度高，而且反应速度快，因此得到了广泛的应用。根据电路中电感电流是否连 续，可分为连续导电模式（CCM） ，不连续导电模式（DCM）和临界导电模式 （BCM） ，其导电波形如图 2-3 所示。 ttt i i i (a)不连续导电模式（b）临界导通模式（C）连续导通模式 图 2-3 电感电流波形 对于功率等级在 1kW 以上的应用，大都选择 CCM BOOST PFC 电路，此 种电路结构简单，且控制策略成熟，解决方案也较多，在大功率场合得到了广 泛的应用。由于本文设计的充电器功率较大所以采用的是 CCM BOOST PFC 电 路。 2.2.2 PFC 硬件电路 电感电流连续导通模式的电流控制型有进一步划分为三种控制方式：平均 电流控制型、滞环电流控制型和峰值电压控制型。与其他两种控制方式的 PFC 电路相比，平均电流控制型 PFC 电路的 THD 与 EMI 值相对较小，且对噪音不 敏感，适用于大功率的场合，目前在 PFC 电路中应用最广泛的一种。 第二章 充电器硬件电路设计 -12- 本文选择电感电流连续导通的平均电流控制式 Boost 型 PFC 作为充电器的 前端电路部分，而 PFC 电路的控制部分则选择集成 UC3854。平均电流控制式 Boost 型电路工作原理图如图 2-4 所示。 c1 VD7 c2 VD1 VD2 VD3 VD4VD6 VD5 + - L1 Rs1 Q1 R11 R12 A M + Vf iref if 电电流流环环 电电压压环环 Vref Vin Vdr B - + PWM 驱 动 图 2-4 平均电流控制 Boost 型 PFC 电路原理框图 工作过程如下，主电路输出电压经采样后与基准电压经误差放大器 A ref V 后输出，电压放大器的输出与输入电压采样值一同作为乘法器的输入，组成了 电压控制环。乘法器的输出与电流采样值经误差放大器 B 补偿后输出，与锯齿 波相比较后产生驱动脉冲信号，组成了电流控制环。经过双闭环控制后驱动开 关管 Q1 的通断使输出电压保持恒定，输入电流跟随输入电压变化，达到功率 因数校正的目的。 集成芯片 UC3854 是美国公司生产的 PFC 专业控制器件，也是目Unitrode 前为止应用最多的一种芯片，此芯片共有 16 个引脚，其内部结构如图 2-5 所示。 基于 UC3854 的典型 PFC 电路如图 2-6 所示，其工作原理如下，电压输出 信号接到 11 端口，电压输入信号接入 6 号与 8 号端口，三个电压信号经处理 后连接到乘法器的三个输入端进行计算，其输出信号与通过 4 号和 5 号端口输 入的电流信号进行比较产生控制信号，经放大，驱动后通过 16 号端口输出 PWM 波控制 IGBT 的通断，使电路达到要求的指标。 第二章 充电器硬件电路设计 -13- 图 2-5 UC3854 芯片内部结构框图 c1 VD7 c2 VD1 VD2 VD3 VD4VD6 VD5 + - L1 R3 Q1R1 R2 Vin 1 234 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 +- vcc GT Drv PK LMTREF CA OUT ISENSE Mult Out VA OUT ENA VSENSE IAC VRMS SS CTRSETGND UC3854 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 R11 R12 R13 R14 R15 R16 R17 C3 C4 C5 C6 C7C8 C9C10 C11 C12 ZD1 ZD2ZD3 ZD4 ZD5 ZD6 图 2-6 基于 UC3954 的 PFC 应用电路 第二章 充电器硬件电路设计 -14- 2.2.3 电路参数的计算 (1)整流二级管参数 整流二极管耐压值: peak V (2-1) max 2 1.22 1.2 380654 peakrms VVV 式中为交流输入最大有效值。 maxrms V 整流二极管最大电流: maxrws I (2-2) max min 8000 30.3 0.88 300 out rws res P IA V 式中为输出功率取为，为输入最小电压取为 300V。 out P8Kw minres V (2)输入滤波电容选择 滤波电容 C1 连接在输入端，主要作用是消除波纹线性失真维持电压稳定， 其值可由式(2-3)计算出。 (2-3) max 1 min 30.3 0.22.1 22 3.14 75 0.02 300 rms r srms I CKuF f rV 其中为电流波纹系数取值 0.2，r 为电压波纹取值 0.02,为开关频率取 S f 值为 75KHz，同时考虑到电容偏差问题取 C1 大小为 2.7。uF (3)输出电容选择 (2-4) 8000 21.4 2 22 3.14 100 600 15 out DCDC P CuF fVV 其中为电压波纹取值为 15V，考虑到电容的偏差取 C2 大小为 DC V 2.7。uF (4)IGBT 的选择 IGBT 的选择主要看它的耐压耐流值，开关损耗等。对于电路中器件的损 坏做到越小越好，电路中 Q1 两端的电压等于电路输出电压，同时考虑到安全 第二章 充电器硬件电路设计 -15- 裕量问题，则 IGBT 的耐压值要大于 800V,流过 Q1 的电流值可由式(2-5)确定： ( min 1max min1 1628000162300 2218.73 33 3.14 60022300 0.9 outrms Q DC rms PV I VV 2-5) (5)功率二极管的选择 功率二极管的选择主要看正向导通电路，反向峰值电压，器件损耗等。二 级管的额定电压不小于 800V，通过二极管电流与电路电流相等，可由式（2- 6）计算出。 (2-6) 8000 13.33 600 out out DC P IA V (6)升压电感的选则 设计时假定流过电感电流的波动值是输出电流的 20%，电感电流大峰值时 输入电压最小为 300V，且假定电路的传输效率为 89%，则电流的输入值为： (2-7) max 1min 8000 29.96 0.89 300 out i in P IA V 电感 L1 最大峰值电流时的占空比为： (2-8) min max 26002300 0.29 600 DCin DC VV D V 取电感电流变化为，则可求的电感量： 1max 0.2 i II 1 L (2-9) minmax 1 1 22300 0.29 273 0.2 29.96 75 in s VD LuH I f 2.2 DC-DC 变换电路设计 2.3.1 电路拓扑结构的选择 主电路是功率传递的主要单元，因此要慎重选择他的拓扑结构，根据变压 第二章 充电器硬件电路设计 -16- 器是否隔离，DC-DC 变换器可分为隔离型与非隔离型，由于非隔离型不能实现 电路的多路输出等功能，在小功率场合比较实用，本设计选择的是隔离式。而 常见的隔离式电路拓扑又可分为正激式、反激式、推免式、全桥式和半桥式。 他们的优缺点对比如表 2-1 所示。 表 2-1 各种带隔离的 DC-DC 变换电路比较 电路正激反激推免全桥半桥 优点 电路简单， 成本低，电 路可靠。 电路最简单， 成本非常低。 变压器双向 励磁，通路 损耗小 变压器双向 励磁，且易 达到大功率 变压器无偏 磁，开关少 成本低 缺点 变压单相励 磁，利用率 低 难以达到大 功率，且利 用率低 有偏差 结构复杂， 成本高 有直通问题 可靠性低 功率范围 几百几千 瓦 几几百瓦 几百几千 瓦 几百几百 千瓦 几百几千 瓦 应用领域 各种中小功 率电路 小功率电子 电路 输入电压低 的场合 大功率工业 用电处 工业用电， 计算机电源 经表 2-1 分析,本设计选择全桥电路作为主电路的拓扑，原理图如图 2-7 所 示。 L + Uo +Ud VD1 VD2 VD3VD4 N2N1 S1S2 S3S4 + Ui 图 2-7 全桥电路原理图 首先直流电要经过四个开关管进行逆变，产生交流电作用在变压器的原边， 当开关 S1 与 S4 导通时，在变压器感应电压的作用下二极管 VD1 与 VD4 导通， 电感电流增加，当开关 S2 与 S4 开通时二极管 VD2 和 VD3 导通，电感电流也增 加，当开关都关断时电感电流减小。二级管的接替导通又使交流电变为直流电， 通过调整开关管的导通占空比就可改变输出直流电压 U0 的大小。 第二章 充电器硬件电路设计 -17- 在桥式电路中根据桥的输出端的 LC 网络与变压器的原边连接方式的不同， 又可分为并联谐振电路，串联谐振电路与串并联谐振电路，他们的连接方式如 图 2-8 所示。 串联谐振 变换器 并联谐振 变换器 串并联谐振 变换器 图 2-8 谐振变换器拓扑 为了有效利用感应耦合器磁化电感和匝间电容，本文设计了具有使用价值 的串并联谐振全桥变换器如图 2-9 所示。 S1S2 S3S4 L1 C1 C2 VD1VD2 VD3 VD4 Lo Co DC + - 图 2-9 串并联谐振全桥变换器 2.3.2 电路参数的计算 (1)高频变压器的设计 变压器变比的确定：由于 PFC 电路的输出电压为直流 600V，考虑到波动等 因素，取原边电压最小值为 580V，要使变压器满足设计要求则电路的原边电压 第二章 充电器硬件电路设计 -18- 最小时电路的输出电压也要达到充电电压 304V。考虑到占空比 取为 0.8， 则 (2-10) min 580 0.8 1.53 304 sin Pout NV n NV 变压器磁芯的选择：本文采用 AP 法来确定磁芯，AP 值应满足式(2-11)： (2-11) 4 1 210 P fCs P Acm K K fBJ 式中，为电路视在功率，当电路的传输效率 为 0.85 时，其值由式(2- 1 P 12)算出。 (2-12) 10 1.41.40.85 PPW 为方波波形系数，其值为 4，是磁芯填充系数，大小为 0.4，为开 f K c K s f 关器件工作频率，为电路磁通密度取为 0.2T，J 为电流密度大小为 4A/。由计算参数可选 ONLI308040 磁芯，其=376.8满足要求。 4 4 原副边匝数的计算：变压器的原边匝数可由式(2-13)确定: (2-13) max 34 600 13.33 4 75 100.2 7.5 10 in s fsc V N K fA 其中为输入电压，为 ONLI308040 磁芯的有效截面积，取原边匝数 maxin V c A 14 匝，则副边匝数=/n=14/1,53=9.15 匝，取副边匝数为 10 匝。 P N s N (2)IGBT 的选择 由于前级电路的输出电压为 600V，则考虑到安全余量器件的额定电压不低 于 800V，器件的电流与电路的电流大小相同，可由下式确定 (2-14) min 8000 16.23 0.85 580 out p in P I V 第二章 充电器硬件电路设计 -19- 考虑到安全余量，器件的耐流值应不小于 25A，因此可选择公司inf ineon 的 BSM100GB120DN2K 型 IGBT 器件。 (3)输出滤波电感设计 在工程计算中，输出滤波电感电流脉动为电流最大值的 10%，由于输出电 流最大值为 25A，所以取电感电流脉动大小为 2.5，电感值的大小有下式 max I 确定。 (2-15) max 0 max 100 3.3 132 2.5 L Ut LuH I 式中，为电感两端电压最大值，为电流脉动值，为开关的导 maxL U max It 通时间，其大小由式确定 (2 - 16) (2-16) 1304 0.5 133.3 2600 tTDus (4)输出滤波电容的设计 输出电容主要是为保持输出电压稳定，其计算公式如(2-17): (2-17) max 0 2.5 1.37 88 75 3.04 SL I CuF fU 其中为电感电流，为电感工作频率，为电压波纹，其大小一 max I SL fU 般为输出电压的 1%，于是 =3040.01=3.04V。U 2.4 控制器设计 本文选择的控制器是 TI 公司的 TMS320LF2407A，此芯片是 16 位定点 DSP，转为控制领域设计的芯片，该芯片集成了完善的外围设备，包括事件管 理、A/D 转换、串行通信接口、中断管理、CAN 通信等模块。其中事件管理模 块包括定时器、比较器、PWM 信号发生器等，可方便的用于控制领域。该芯片 的特点如下： (1)数据与程序分开的哈佛结构，时钟频率达到 40MIPS，很多指令可在一 个周期内完成。 第二章 充电器硬件电路设计 -20- (2)16 通道输入的 10 位 A/D 转换，可保证采集信息的实时性与准确性，时 间管理器可产生带死区的 PWM 控制信号。 (3)片内 FLASH 程序存储器达到 32K，并可拓展存储空间，使得本设计中的 程序执行 SOC 计算及 PID 校正的复杂算法。 (4)采用静态 CMOS 工艺，使得端口电压降至 3.3V。 本设计中 DSP 资源分配如图 2-10 所示。 时时钟钟电电路路 状状态态信信号号 输输入入 驱驱动动电电路路 DSP 内内核核 SCI 模模块块 A/D 转转换换 CAN 模模块块 事事件件 管管理理 其其他他 人人机机界界面面 BMS 中中断断、 复复位位等等 图 2-10 DSP 资源分配 (1)A/D 模块用于电压、电流、温度等检测信号的输入 (2)事件管理器用于产生 4 个 PWM 控制信号，经驱动电路后，控制四个功 率管的导通与关断 (3)CAN 模块用于与电池管理系统的信号传递 (4)PDPINTA 引脚用作故障保护 基于 TMS320LF2407A 的双闭环反馈控制，用以完成充电器的三阶段充电， 其原理图如 2-11 所示。其工作过程如下，充电器首先检测电池组电压，电流， 温度等参数经信号变换后，送 DSP 进行处理，处理器经 SOC 技术评估出电量 的剩余值，根据阶段充电曲线计算出现阶段的期望充电电压与电流，期望值与 电压电流的采样值分别进行比较，之后经 PWM 发生器产生控制信号，经驱动 电路后控制 IGBT 器件的导通占空比，以使充电电流电压达到要求值。 第二章 充电器硬件电路设计 -21- 同时此电路要完成电池组各单体电池电压之间的均衡，以及当检测的充电 电压电流温度等信号超过设定只时，或输入电压过低时，PDPINTA 出现低电平， 及时的关断 PWM 通道，停止充电达到保护电池及充电器的目的。 S1S2 S3 S4 L1 C1 C2 VD1 VD2 VD3VD4 Lo Co + - 电电 压压 采采 样样 电电 流流 采采 样样 PID调调节节 PID调调节节 驱驱动动电电路路 PWM调调制制 信信号号 - + + - 期期望望电电流流 期期望望电电压压 + VDC 温温 度度 采采 样样 SOC算算法法 电电 池池 组组 T TM MS S3 32 20 0L LF F2 24 40 07 7A A 采采 样样 电电 路路 保保 护护 电电 路路 电电池池管管理理系系统统 CAN总总线线 图 2-11 控制电路方框图 2.5 DSP 外围电路设计 2.5.1 时钟电路设计 在 DSP 芯片内有一个基于 PPL(锁相环)的时钟模块，该模块主要有两种工 作方式即晶振工作方式和外部时钟工作方式。由于晶振工作方式的电路结构简 单，成本低，因此本文的时钟电路设计为晶振工作方式。在该模式下，外部晶 振的两个引脚直接连接到 DSP 的引脚，DSP 的工作时钟频X1/ XCLKINX2和 率由 DSP 的内部振荡电路与晶振共同产生。本文设计的时钟电路如图 2-12 所 示。 第二章 充电器硬件电路设计 -22- DSP XTAL1 XTAL2 C1 C2 22p 22p 10MHz 图 2-12 时钟电路 其中电容，晶振的频率为 10MHz,这样在内外部电路122Cp222Cp 的共同作用下即可产生 40MHz 的工作时钟频率。 2.5.2 电源及复位电路 由于本文选择的 DSP 芯片型号为 TMS320LF4207A,此芯片的供电电压I/O 为 3.3V 内核使用电压为 1.8V。为的到满足要求的稳定的 3.3V 输入电压，文中 选择了 TPS7333Q 电压稳压器作为 DSP 的输入电源。 TPS333Q 电压稳压器是 TI 公司为满足其一系列的 DSP 芯片电压要求而专 门设计的电压转换 IC。而且此种芯片集成了延时复位功能，可大大的增加电路 的稳定性，其主要特点如下： (1)内部集成了电压监控器件，保证输出电压稳定在 3.3V。 (2)低电平有效的复位信号，脉冲有效宽度可持续 200。ms (3)工作电流极低且与负载电流大小无关，电流典型值为。340 Au (4)休眠状态时电压极低最大为。0.5 Au (5)输出工作电流范围。OmA500mA TPS7333Q 内部集成的比较器可对输出电压进行检测，以判断电压输出情 况，当欠压情况发生时，输出引脚导通，将输出拉低为低电平，RESETRESET 当欠压持续时，引脚会输出持续的低电平，欠压情况一旦消失，即开始RESET 一次持续 200ms 的复位信号。当 200ms 的延时过后，引脚又会变回高RESET 电平。电源电路如图 2-13 所示，同时还设计里手动开关复位电路如图 2-14 所 示，与 TMS320LF2407A 内部的复位电路配合使用产生复位。 第二章 充电器硬件电路设计 -23- 103uF 1 R 1C RS +3.3V S1 SW-PB 10k 1 2 3 45 6 7 8 +3.3V TPS7333Q +5V DGND250K 104uF 104uF 2 R 2 C 3 C 图 2-13 开关复位电路图 2-14 电源电路 2.6 检测电路设计 2.6.1 电压检测电路设计 本设计选用的电压检测器件是霍尔电压传感器 HNV025A，它基于霍尔磁平 衡原理，能准确的测量各种波形的电压，并且在电气上是绝缘的，主要参数： (1)额定输入电压。15V (2)初级额定输入电流。10mA (3)次级额定电流。25mA (4)响应时间。40us 因为电压传感器的输入级和输出级都是电流信号，因此在在输入级要加电 阻把电压信号变换为固定大小的电流信号，在输出级再加一个电阻，把电流信 号变换成符合控制器输入大小的电压信号，电压检测电路如图 2-15 所示。 第二章 充电器硬件电路设计 -24- V+ V- M -15V +15V HNV025A Vin R1R2 R3R4 30K30K 30K30K -15V 15V +15V -15V - + D1 R5 130 R6 R7R8 LM324AD C1C2 Vout VFO VFO - 图 3-15 电压检测电路 以充电器的最大输出电压 304V 为基准来计算输入电阻，由于输入电流的 大小为，因此考虑到实际情况在此取输入电阻为 30，这样可使传 = 10 感器工作在额定值附近，输入电路及功耗为： (2-18) = = 304 30000 = 10.13 (2-19) = = 304 10.13 10 3 = 3.08 电压传感器的输出端连接一个 130 的电阻，这样输出电流信号就变成了电 压信号，电压信号，满足所选 DSP 芯片 3.3V 输入电 = 0.025 130 = 3.25 压信号的要求。后级的运算放大器可看成电压跟随器，利用输入阻抗高输出阻 抗低的特性作为缓冲电路使用，输入电压与输出电压大小相同。跟随器输出的 电压信号在经过滤波后的连接到控制器。 2.6.2 电流检测电路设计 电流采集电路所选用的器