高效率恒流开关电源设计与实现

南 阳 理 工 学 院 本科生毕业设计（论文） 学 院：电子与电气工程学院专 业： 电子信息工程 学 生： 王 金 涛 指导教师： 高 有 堂 完成日期 2014 年 5 月南阳理工学院本科生毕业设计（论文）高效率恒流开关电源设计与实现 Design and Implementation of Efficient Switching Power Supply with Constant Current 总 计： 32 页表 格： 3 个插 图 ： 29 幅南 阳 理 工 学 院 本 科 毕 业 设 计（论文）高效率恒流开关电源设计与实现 Design and Implementation of Efficient Switching Power Supply with Constant Current 学 院： 电子与电气工程学院 专 业： 电子信息工程 学 生 姓 名： 王金涛 学 号： 105090440024 指 导 教 师（职称）： 高有堂（教授） 评 阅 教 师： 完 成 日 期： 南阳理工学院Nanyang Institute of Technology高效率恒流开关电源设计与实现高效率恒流开关电源设计与实现电子信息工程专业 王金涛摘要本系统完成了恒流开关电源的硬件电路和软件反馈程序的设计。以市电220V交流为输入，经过EMI滤波、工频整流滤波先完成输入电压部分的过滤与稳定，然后通过设计并自行绕制高频变压器完成电路的功率转换部分，输出电压经过高频整流滤波电路和反馈回路达到稳定。设计中反馈部分采用STM32的AD转换功能经过软件滤波处理输入电压，通过PID调节，控制STM32调节PWM的输出。最后，得到的电压稳定在30V。在电压稳定的基础上，加上恒流电路使得系统输出电流稳定。关键词开关电源；高频变压器；软件滤波；PID调节 Design and Implementation of Efficient Switching Power Supply with Constant Current Electronic Information Engineering Specialty WANG Jin-taoAbstract: This system completed the design of hardware and feedback programmed on software about the switching power supply with constant current. Taking 220 V AC mains as input, then the input voltage can be filtered and stabilized by the EMI filter, the rectifier and filter of power frequency, and by designing and winding a high-frequency transformer, the power conversion is completed, and the output voltage finally keeps stable due to the high-frequency rectifier, filter circuit and the feedback loop. In this system, the feedback is based on the function of STM32s AD conversion, whose completion is depended on the software filters processing the input voltage, then the STM32 adjusts the PWM as output by PID adjustment. Finally, the voltage outputs at 30 V stably. Owing to the stability of voltage and a kind of constant current circuit, the output current of the system is also stable in the end.Key words: Switching power supply; transformer; software filtering; PID adjustment目 录1 引言11.1 开关电源的国内外研究现状11.2 开关电源的发展趋势21.3 论文组织结构安排32 系统总体设计32.1 恒流开关电源的原理32.2 电路拓扑结构的设计42.3 微处理器控制方法的设计53 恒流开关电源硬件的设计63.1 电源主路的设计63.1.1 输入电路的设计63.1.2 反激式高频变压器的计算与设计73.1.3 输出电路的设计123.1.4 驱动电路的设计123.1.5 隔离电路的设计133.2 最小核心系统的设计143.2.1 处理器的选型143.2.2 最小核心系统电路的设计163.3 反馈回路设计183.4 辅助回路的设计194 恒流开关电源软件的设计224.1 底层驱动程序的设计224.1.1 定时器的PWM模式程序的设计224.1.2 AD转换程序的设计224.2 数字滤波与PID算法的程序设计234.2.1数字滤波程序的设计234.2.2 PID算法程序的设计235 系统调试及结果分析245.1 调试方法245.2 测试点波形的调试及结果分析255.2.1 开关管栅极电压波形的分析255.2.2 输出电压波形的分析265.2.3 失误分析与处理27结束语29参考文献30附录31致谢32II1 引言目前高频开关电源在我国的通信、信息、家电、国防等领域得到普遍采用，相控电源将逐渐被淘汰。而恒流源更是以极大的优势慢慢的在电源产业上立足并稳步发展壮大，特别是在驱动LED恒流开关电源方面，发展尤其突出。当整个世界都在因为日益上升的能源成本而节约能源预算时，白光LED技术便成为一项新的技术革新。相对于传统的白炽灯和荧光灯，LED灯无论在使用寿命、效率还是减少污染方面的优势都远远超出以上两种。因为LED本身的伏安特性使得其正向动态电阻很小，在LED的供电上就需要稳定的电压以便得到稳定的电流。为了稳住LED的工作电流，保证LED能正常工作，恒流开关电源便应运而生，可以很好地解决这个问题，此外，恒流开关电源在电真空器件、充电器等其他方面也有很广泛的应用，因此，恒流开关电源的开发是非常必要的。1.1 开关电源的国内外研究现状21世纪我国通信、信息、家电和国防等领域的电源普遍采用高频开关电源。国内开关电源技术的发展，基本起源于20世纪70年代末和80年代初。经过20多年的不断发展，开关电源技术有了重大进步和突破1。功率器件的开发促进了开关电源的高频化，功率MOSEFT和IGBT可使中小型开关电源工作频率达到400kHz，（AC/DC）或1MHz(DC/DC)；软开关技术使高频开关电源的实现有了可能，它不仅可以减少电源的体积和重量，而且提高电源的效率，国产6kW通信开关电源，采用软开关技术，效率可达93%；在其基础上的恒流开关电源技术也比较成熟，广泛的应用于半导体器件、自动控制仪表等领域2。20世纪90年代以来，开关电源面临着更高的要求和更严峻的挑战。如果从一个开关电源的输入和输出窗口观察可以发现，输入的要求变得越来越严格，不符合IEC1000-3-2标准的产品将会陆续被淘汰；输出则派生出了许多特殊的应用领域，研制和开发的难度变得更大。正是由于外界的这些要求推动了两个开关电源的分支技术一直成为当今电力电子的研究热点，即有源功率校正技术和低压大电流高效率DC/DC变换技术。国外的相关技术已经非常成熟与系统，有源功率因数校正技术和低压大电流高功率DC/DC变换技术对开关电源输入谐波和输出指标也相继有了国际标准。另外，由于技术性能、要求的提高，许多相关技术的研究如EMI技术、PCB技术、热理论技术的分析、集成磁技术、新型电容技术、新型功率器件技术、新型控制技术以及结构和工艺等正在迅速增加3。本系统是采用32位的ARM芯片STM32F103RBT6作为反馈环路控制的核心，利用软件PID算法完成稳定输出的数字化开关电源。目前数字化开关电源在国内外还没有完全发展成熟，存在的主要技术问题是ADC的速度与精度不足4。高精度现在虽说基本可以达到，但是高速度却一直是技术性挑战。1.2 开关电源的发展趋势历经二十几年的不断发展，开关电源技术有了重大突破和进展。控制技术的发展和专用控制芯片的生产，不仅使电源电路大幅度简化，而且使开关电源的动态性能和可靠性大大提高；有源功率因数校正技术的开发，提高了AC/DC开关电源的功率因数，既治理了电网的谐波污染，有提高了开关电源的整体效率。目前在研究高性能的碳化硅展，也将对电源技术的发功率半导体器件，一旦研发成功，对电源技术的影响将是革命性的。另外，平面变压器、压电变压器、新型电容器等元器件的发展起到重要作用。集成化模块是开关电源的一个重要发展方面，从控制电路的集成，驱动电路的集成和保护电路的集成，最后达到整机的集成化生产。集成化、模块化减少了外部连线和焊接工作量，提高了设备的可靠性，缩小了电源的体积，减轻了重量，目前DC/DC开关电源的功率密度可达到每立方英寸120W4。回顾开关电源技术的发展史，主要有以下几方面的发展趋向：（1）半导体器件的发展。功率半导体器件仍是电力电子技术发展的龙头，电力电子技术的进步必须依靠不断推出的新型电力电子器件。功率场效应管（MOS-FET）由于采用单极性多子导电，使开关时间显著地减小，又因其很容易达到1MHz的开关工作频率而受到世人瞩目。但是MOS-FET提高器件的阻断电压必须加宽器件的漂移区，这样就会使器件内阻迅速增大，通态压降也会增高，通态损耗增大，因此它只能应用于中小功率产品。为了降低MOS-FET的通态电阻对于肖特基二极管的开发，利用沟槽结构，有希望研制出压降更小的肖特基二极管，它被称作TMBS沟槽MOS势垒肖特基二极管，可能在极低电源电压应用中与同步整流的MOS-FET进行竞争。（2）高频变压器的发展。高频变压器是电力电子产品或开关电源中必不可少的部件。平面变压器是近两年才面世的一种全新产品，与常规变压器不同，平面变压器是没有铜导线的，用的是单层或多层印刷电路板，因此厚度远低于常规变压器，能够直接制作在印刷电路板上，它的突出优点就是能量密度高而体积大大地缩小，相当于常规变压器的20%；效率非常高，通常为97%99%；工作频率也高，从50kHz到2MHz;漏感低；电感干扰小（EMI）小。（3）电路集成和系统集成及封装工艺的发展。开关电源的发展方向是模块化、集成化和智能化。近几年来具有各种控制功能的专用芯片发展迅速，如功率因数校正（PFC）、电路用的控制芯片，软开关控制用ZVS、ZCS芯片，移相全桥的控制芯片，ZVT、ZCT、PWM专用控制芯片，并联均流控制芯片以及电流反馈控制芯片等。功率半导体器件则有功率集成电路（Power Supply IC）和IMP。IPM以IGBT作为功率开关，将控制、驱动、保护、检测电路一起封装在一个模块内。由于外部界限、焊点减少，可靠性显著提高。集成化模块化使电源产品体积更小、可靠性更高，给应用带来极大方便7。（4）低压大电流DC/DC变换技术的发展。低压大电流高功率DC/DC变换技术，已从前些年的3.3V降至现在的1.0V左右，电流目前已可达到几十安至几百安。同时，电源的输出指标，如纹波、精度、效率、欠冲、过冲等技术指标也得到进一步提高。所有这些使得这一分支技术的研究在当今乃至今后一段时间内，都将成为电力电子界的热点。它的研究内容非常广泛，包括电路拓扑结构动态问题（尤其是负载的大信号动态问题）、同步整流技术、控制技术以及其他相关技术的研究，诸如布线、集成磁技术、包装技术、高频功率器件技术等。最后随着开关电源性能的不断提高，对开关电源的要求也愈来愈高。但是21世纪开关电源技术最终是向小型化、薄型化、轻量化、高频化；高可靠性；低噪声、节能型等方向发展8。1.3 论文组织结构安排论文围绕高效率恒流开关电源设计展开论证。第1节已经从开关电源国内外研究现状、发展趋势进行了阐述。第2节主要从恒流开关电源的实现原理、电路拓扑结构及基于微处理器的控制方法进行介绍。第3节从恒流开关电源的电源主路、反馈回路、辅助电源回路等方面进行了设计。然后第4节从硬件底层驱动、软件滤波、PID控制算法等进行设计。最后第5节从各个模块的调试及结果分析、输出波形的展示进行总结。2 系统总体设计2.1 恒流开关电源的原理从两个方面进行分析，一是开关电源，二是恒流源。开关电源(英文：Switching Mode Power Supply Supply)，又称交换式电源、开关变换器，是一种高频化电能转换装置。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成9。恒流源是输出电流保持恒定的电流源，而理想的恒流源应该具有以下特点： （1）不因负载(输出电压)变化而改变。 （2）不因环境温度变化而改变。 （3）内阻为无限大（以使其电流可以全部流出到外面）。能够提供恒定电流的电路即为恒流源电路，又称为电流反射镜电路。通常采用运放配合MOS管的方式实现恒流。系统原理结构图如图1所示，整个系统有以下几个部分组成： 图1 系统原理结构图（1）电源主路：以单端反激式为电路拓扑，重点是变压器的设计。（2）反馈回路：STM32为核心的取样与算法控制。（3）辅助回路：包括前级输入的EMI滤波、RCD吸收回路以及辅助绕组对应的辅助电源电路等。那么，先设计出一款开关电源，在其后级输出再加上恒流源电路便可实现恒流开关电源。2.2 电路拓扑结构的设计一般来说，直流电源变换器按其输入与输出是否进行电气上隔离，可分非隔离式变换器电路和隔离式变换器电路。对应的拓扑结构主要有降压式变换器、升压式变换器、反激式变换器、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器以及全桥式变换器。本次设计选用的是反激式变换器。反激式DC/DC变换器又称单端反激式或“Flyback Converter”，因其输出端在原边绕组关断时获得能量而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将存储的能量传送到负载和滤波电容，以补偿电容单独供电时消耗的能量10。具有电路简单、可高效提供多路输出等优点，缺点就是输出纹波大。下图2即为反激式变换器的基本结构。 图2 反激式DC/DC变换电路在开关S导通时，输入电压Ui加在变压器初级线圈上，同名端相对异名端为负，次级二极管D1反偏截止。初级电流线性上升（线性电感），变压器作为电感运行。变压器储存能量，此阶段没有能量传到次级，电容单独向负载供电。开关管关闭后，能量传递给次级。若工作在非连续模式（DCM），在开关管再次导通前，初级储存的能量将全部传给次级。若工作在连续模式(CCM)，在开关管再次导通前，初级存储的能量会有剩余。具体波形如图3所示。 因此，选用单端反激式拓扑结构，通过计算并设计合理的变压器参数，计算并合理选择其他外围元器件就可以完成主电路拓扑，而控制开关管通断的PWM信号则由STM32控制器提供。 图3 两种模式下的波形2.3 微处理器控制方法的设计选用ARM系列的STM32F103RBT6微处理器作为控制系统的核心，将电源主路的输出部分通过取样、滤波送至处理器的AD转换模块作为输入，单片机内部根据采集到的电压与实际需要输出电压的数学关系进行PWM占空比的控制，以达到输出稳定的效果。因此，需要STM32的AD转换模块和定时器的PWM产生模块，通过最终算法将二者融合实现系统的稳定。控制算法用PID调节。3 恒流开关电源硬件的设计开关电源的硬件电路核心是变压器，也是系统的重中之重，涉及到很多的经验公式，在确定最终参数时要综合考虑，折中选取。在电源拓扑确定后，辅助电路也必不可少，硬件上元器件的选型尤为重要，直接关系着系统的工作状态与最终效率，在确定元件的过程中可以借助仿真，最直接的就是不停地试，直到达到要求。因为系统的软件部分是基于STM32的，因此为减小整体体积，做个最小系统板就比较合适。选择典型电路，按照模块化设计，系统扩展与I/O 的配置充分满足应用系统的功能要求，并留有适当冗余，以便进行二次开发。系统涉及到定时器、AD转换、DMA等各方面的相关功能。对于这些功能，即需要相对独立的模块化设计，又需要良好的协调。因此，在开发过程中，硬件设备的选择需要考虑这些特定的需求，有针对性的进行器件的选择和设计。注重软硬件结合，软件能实现的功能尽可能由软件实现，以简化硬件结构，降低能耗和设备成本。 必须考虑芯片的驱动能力，有必要的可靠性及抗干扰设计它包括去耦滤波、印刷电路板布线、通道隔离等11。3.1 电源主路的设计3.1.1 输入电路的设计（1）输入条件：交流198V242V。（2）EMI滤波器：AC/DC变换器常用EMI滤波器来隔离AC电网与开关电源的射频干扰。标准的EMI滤波器通常由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波电路，其作用是允许设备正常工作时的频率信号进入设备，而对高频的干扰信号有较大的阻碍作用。电源线是干扰传入设备和传出设备的主要途径，通过电源线，电网的干扰可以传入设备，干扰设备的正常工作，同样设备产生的干扰也可能通过电源线传到电网上，干扰其他设备的正常工作，必须在设备的电源进线处加入EMI滤波器。本次设计的EMI滤波器电路图如下图4所示。其中，Cx1、L1、Cx2组成的双型滤波器是EMI滤波器的主体。L是共模电感，可以抑制来自电网的共模干扰，两个Cx为差模滤波电容，可以滤除电网尖峰电压,两个Cy是安全电容，其串联后的中心点接大地，可滤除电网的共模和差模干扰，R1为泄放电阻，电源断电后可将两个Cy上积累的电荷泄放掉，是电源进线端L、N不带电，保证使用安全。图4 EMI滤波器 （3） 工频整流滤波电路：输入市电经过EMI滤波器后，电磁噪声和部分高频杂波对电网的干扰得到抑制，进入工频整流滤波电路，如图5所示。 图5 工频整流滤波电路输入交流电压经过整流桥BR和一个滤波电容C由此产生的高压直流电压U+，电容C上为有纹波的直流电压。根据经验数据，当交流输入为220V时，C的取值可为1uF/W.本系统设计将输出规格定为60W，选用的电容为68uF，耐压值为400V。3.1.2 反激式高频变压器的计算与设计 反激式电源变换器设计的关键因素之一是高频变压器的设计。此变压器不是真正意义上的变压器，而更多的是一个能量存储装置。在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。在一定的开关频率下，其存储的能量大小直接影响着开关电源的输出功率。对于反激式开关电源的变压器来说，初次级的电流不是同时流动的，因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。反激式高频变压器的设计实质上就是电感的设计，不是在设计变压器，而是在设计有多个绕组的扼流圈12。反激式开关电源在小功率从开关电源中应用最为普遍，但其高频变压器的设计也最为复杂。在设计反激式高频变压器之前，不仅要确定所需的经验公式，还必须明确以下几个条件：（1）输入条件：AC 198V242V （2）预计电源效率：80%（3）开关工作频率f：100KHZ（4）最大占空比Dmax：0.45（5）输出规格：60W以上参数确定后，就可以着手设计变压器了。本设计开关电源采用反激式开关电源拓扑，高频变压器相当于一只储能电感，其设计与制作步骤如下：（1）计算峰值电流Ip。首先要明确，如果是用成熟的模拟器件比如TOP系列的电源芯片，是不需要计算Ip的，因为芯片内部已经决定了其峰值电流，例如TOP227YN对应的峰值电流是2.7A的标准值。但本次设计是以STM32为控制核心，就要自行计算峰值电流。根据公式 Ip = 2*Pin/(Dmax*Umin) = 2*75 /(0.45*217) = 1.53A （1）最终得出峰值电流为1.53A。（2） 计算初级电感量Lp。反激式开关电源的高频变压器有连续和不连续两种基本工作模式。当高频变压器的初级绕组电感量较大时，通常会工作在连续模式。反之，当高频变压器的初级绕组电感量较小时，通常会工作在不连续模式。对应的Ip波形见图6、图7。 图6 连续模式峰值电流 图7 不连续模式峰值电流图6为连续模式的峰值电流波形，图7为不连续模式的峰值电流波形。可见，连续模式时，高频变压器的一次电流先从一定幅度开始，沿斜坡上升至峰值Ip,然后又迅速回零；不连续模式时，一次电流是从零开始上升到峰值Ip,再迅速降到零。如果把第一次电流的变化量定义为脉动电流IR,把脉动电流IR和峰值电流Ip的比值定义为脉动系数KRP,则有关系式 KRP = IR / Ip （2）可以看出，连续模式时KRP小于1，不连续模式时，KRP等于1。在计算变压器的一次电感量Lp时，KRP取值的不同对应有不同的初级电感量。公式为 Lp = 2*Po / (*IR 2*f) = 2*60 / (0.8*100k*IR) （3）其中IR = KRP*Ip 。 当I取0.51之间时，对应Lp的值为2.4mH640uH,本次设计折中取Lp最终的值为1.2mH。（3）磁芯的选择。磁芯的选择可以用AP法，AP = Ae（磁芯截面积）*Aw（磁芯可绕导线的窗口面积）。也可以用查表法，输出功率与磁芯对照表格见表1。 表1 输出功率与磁芯对照表型号 输出功率(W) 5 5-10 10-20 20-30 30-50 50-70EI EI12.5 EI16 EI19 EI25 EI28 EI35EE EE13 EE16 EE19 EE22 EE25 EE30EF EF12.6 EF16 EF20 EF25 EF30EFD EFD12 EFD15 EFD25 EFD30EPC EPC13 EPC19 EPC25 EPC30EER EER9.5 EER11 EER14.5 EER25.5 EER28 EER28LEP EP10 EP13 EP17 EP20RM RM4 RM5 RM6 RM10 RM12POT POT1107 POT1408 POT1811 POT2213 OT3019根据表1可知，输出功率为60W可用磁芯EI35，因为本设计的开关频率在100KHZ左右，比较高，为节省体积，最终选用了磁芯EI33。为做验证，有关于磁芯截面积与最大功率的公式 Ae = 0.15*(Pm) =0.15*(60) = 1.16cm （4）而磁芯EI33的Ae值为1.18cm，所以选择EI33磁芯也保证了一定的功率余量防止磁芯饱和，且更适用于宽电压范围。（4）一次绕组匝数Np的计算。选择好磁芯后，就可以根据磁芯参数来计算高频变压器的一次匝数。在反激式开关电源中，高频变压器的一次匝数可按公式 Np = Umin*Dmax*104 / (Ae*(Bm-Br)*100k) （5）Bm-Br 取值为 0.2T时，算得Np = 41匝，Bm-Br 取值为 0.15T时，算得Np = 55匝。最后折中取值Np = 48匝。（5）二次绕组匝数Ns的计算。反激式开关电源的二次匝数的选择要考虑反射电压Uor和功率开关管能够施加的最大漏极电压。漏极最大电压是输入直流电压与二次反射电压Uor和变压器漏感产生的尖峰电压之和。其中二次反射电压Uor与一次匝数Np、二次匝数Ns和二次输出电压Uo有关系式 Uor = Np*（Uo+UF1）/Ns （6）在反激式开关电源中，二次反射电压Uor是固定不变的，考虑到功率开关管的耐压情况，通常Uor的取值在85V165V之间，典型值为130V。U是二次整流二极管的正向压降。肖特基二极管通常取值0.4V，快恢复二极管通常取值0.8V。那么，本次设计的次级匝数Ns = Np*（Uo+UF1）/Uor = 11匝，考虑到有铜损，那么最后确定次级匝数为Ns = 12匝。（6）辅助绕组匝数的计算。按照二次绕组的计算公式，只需将Uo改为相应需要的电压值，其他值都不变，即可算出多个绕组的对应匝数。（7）导线直径的计算。导线直径的选取与流过导线的电流有效值和允许的电流密度有关。对于圆形截面的漆包线，其导线直径d与截面积S的关系为 S =*d/ 4 （7）流过导线的电流有效值IRMS与导线截面积S和电流密度J的关系为 IRMS = SJ （8）因此可得导线直径 d =（4IRMS /J） （9）对于反激式开关电源来说，其高频变压器绕组的电流有效值与最大占空比Dmax和脉动系数KRP有关。一次电流的有效值 IRMS 的计算公式为 IRMS = Ip *Dmax*(KRP/3 - KRP + 1 ) （10）最终算得IRMS 取值为0.7A，带入后算得导线直径d = 0.330.5 mm,那么最后取值dp = 0.4mm。因此用单股0.4mm漆包线。二次峰值电流ISP与一次峰值电流IP以及一、二次匝数有关系式 ISP = Ip*Np/Ns （11）二次电流的有效值为 ISRMS = Ip *（1-Dmax）*(KRP/3 - KRP + 1 ) （12）最终算得二次绕组导线直径为dSP = 0.8mm，因此用4股0.3mm漆包线并绕。对于辅助绕组，因为对电流要求不高，直接用单股0.3mm漆包线绕制。（8）气隙长度的计算。在反激式开关电源中，为了防止高频变压器出现磁饱和，通常要在磁芯中加入空气间隙，即气隙。磁芯的磁滞回线如图8所示。 图8 磁芯的磁滞回线图9为未加气隙的磁化曲线，加上气隙后，最大磁感应强度Bm不会改变，但是最大磁场强度会增加，这意味着在相同的Bm和绕组匝数条件下，加入气隙后可以提高绕组的工作电流，高频变压器磁饱和电流将增大，而且加入气隙后剩磁Br会下降，磁感应强度变化量B会增加，这样可以提高磁化曲线的利用率。此外，加入气隙还可将磁化曲线线性化，即相对磁导率变化减小，这使得绕组电感量趋于恒定值。总之，高频变压器加入气隙后有助于提高反激式开关电源的性能。变压器磁芯气隙的计算公式为 = (0.4*NpAe / Lp)/10 （13）气隙的单位是cm。需要说明，这里计算出的是气隙长度，是磁路中气隙长度的总和。对于EE和EI型磁芯，通常采用加入一定厚度电工绝缘纸（如青壳纸）的方法来产生气隙。如图9，气隙长度应是磁芯中柱间隙和磁柱间隙的总和。因此磁芯中的间隙应为气隙长度的一半，即/2。 图9 变压器的气隙本次设计算得气隙长度= 0.024 cm = 0.24 mm。所以绝缘纸的厚度为0.12 mm。（9）检验最大磁通密度。在反激式开关电源中，为了防止高频变压器出现磁饱和，必须限制一次绕组的峰值电流IP。在UC3842等为控制器的开关电源中，IP由取样电阻决定，在TOP系列单片开关电源中，IP由内部极限电流决定1。在得知了峰值电流后，便可检验最大磁通密度Bm是否超过允许值。本次设计的峰值电流IP = 1.53A。Bm的计算公式为 Bm = IP*LP/(Np*Ae*10) （14）最终算得Bm = 0.27 T 0.3 T,证明磁芯选择合适。如果算得的Bm值过大，则应该选择稍大一些的磁芯。 所以，综合以上各步骤，最终确定出的反激式高频变压器参数为初级电感量Lp = 1.2mH。磁芯尺寸选型为EI33 材料为PC40。一次线圈匝数Np = 48， 线径Dp = 0.4mm，单股0.4mm漆包线绕制。二次线圈匝数Ns = 12， 线径Ds = 0.8mm，4股0.3mm漆包线绕制。反馈绕组匝数Nf 1= 10，线径Df = 0.3mm，单股0.3mm漆包线绕制。反馈绕组匝数Nf 2= 5， 线径Df = 0.3mm，单股0.3mm漆包线绕制。气隙&/2 = 0.12mm。最大磁通密度Bm = 0.27T(小于0.3T) 满足。3.1.3 输出电路的设计电源主路的输出级经过整流、滤波、过压保护等最终得到稳定电压。如图10所示。图10 输出电路输出电路中用的整流二极管是FR604,能通过6A的电流，两个并联分流可以防止开关管断开瞬间次级感应的过冲电流损坏后级电路。TVS43是P6KE系列的单向管，在这里也是保护作用防止输出电压过高，如果电压超过43V，TVS反向击穿稳定在43V。3.1.4 驱动电路的设计开关MOS管K3265的驱动电压与其他MOS管一样，PWM高电平要达到10V以上才可以驱动，而STM32是3.3V供电，其PWM输出高电平自然也是3.3V，根本无法驱动开关管，因此需要如图11所示的驱动电路。 图11 驱动电路驱动芯片选用IR2011，因为之前用过，效果很好，输出驱动电流可高达1A，是很多驱动芯片都无法比拟的。图中可看出，IR2011是两路驱动，分高端和低端，此次设计只用了其低端这一路，完全可以满足要求。供电电压是12V，那么输出的PWM高电平就是12V，这样就足以驱动MOS管让系统运作起来。另外由IR2011芯片的数据手册得知，其供电电压为10到20V，因此供电电压可以选择更高，MOS管是电压驱动，驱动电压越高，开关过程就越容易，开关损耗就会越小。器件的选型直接影响着效率。3.1.5 隔离电路的设计输入是高压220V，控制器是3.3V供电的精密器件STM32，如果直接连接，高压的回路电压或者电流必定会造成STM32芯片的损坏，为了保证器件的安全，因此需要如图12所示的隔离电路。图12 隔离电路采用光耦隔离，光耦芯片是6N137。与一般常用光耦(如P521等)不同，6N137是高速光耦，对于普通的隔离电路，一般的低速光耦是完全可以满足要求的，但低速光耦的限制就在其速度上，如果输入波形频率稍高，输出就会失真。系统开关频率在100KHZ左右，必须用高速光耦才能保证输出PWM不失真。另外，6N137的输出端供电电压是5V，如果电压过高芯片就无法正常工作，所以必须经过图12所示的驱动电路，光耦的输出PWM作为驱动电路的输入PWM，最终3.3V高电平PWM波就升为高电平12V的PWM波。3.2 最小核心系统的设计恒流开关电源的控制部分要求处理器具备相关的功能并具有一定的速度与精度，并且在可靠性、成本、体积、功耗等有比较严格的要求。在信号采集、处理、传输上要准确高速，在算法处理上要求高精度和高速度，对于这些功能，既需要相对独立的模块化设计，又需要良好的协调。因此，在开发过程中，硬件设备的选择需要考虑这些特定的需求，有针对性的进行器件的选择和设计。3.2.1 处理器的选型处理器相当于人体的大脑机制，整个系统在处理器合理指挥调度下才能完成我们赋予他们的任务，所以一款合适的处理器对于整个系统来说是非常重要的。经过综合考虑本设计对处理器的选择主要从以下五个方面来考虑： （1）处理器的处理速度：在本设计中，处理器要进行滤波处理，同时还要通过DMA通道进行传输并快速进行算法处理保持输出稳定，因此，处理器要有较高的处理速度。（2）处理器在完成任务的复杂程度：在本设计中，处理器要负责信号的采集、信号的滤波处理、传输、PID算法以及PWM控制输出，而且要求具有一定的精度和速度。 （3）尽可能简化外围电路的复杂程度：一个系统中所使用的元器件越多、电路结构越复杂，则系统的出问题的概率越大，可靠性与稳定性越差。因此在选择MCU的时候，希望MCU内部集成功能单元越多越好，这样就能简化系统设计，增加系统的可靠性及稳定性。 （4）尽可能低的功耗：开关电源本身就要求在效率上有一定的高度，所以处理器的选择必须最低限度的减少功耗。综合以上几个方面，最终选用了意法半导体公司推出的新型32位ARM内核处理器芯片STM32系列中的STM32F103RBT6。STM32F103x增强型系列芯片使用高性能的ARM Cortex-M3 32位的RISC内核，工作频率为最高可达72MHz，内置高速存储器(高达128K字节的FLASH和20K字节的SRAM)，丰富的增强I/O 端口和连接到两条APB总线的外设。所有型号的器件都包含2个12位的ADC、3个通用16位定时器和一个PWM定时器，还包含标准和先进的通信接口：多达2个I2C和SPID、3个USART、一个USB和一个CAN。工作电压为3.3V。 图13是STM32F103x的模块框图。 图13 STM32F103x的模块框图系统用到的STM32微控制器相关模块介绍如下： （1）通用定时器。STM32 的通用定时器是一个通过可编程预分频器（PSC）驱动的 16 位自动装载计数器（CNT）构成。STM32 的通用定时器可以被用于：测量输入信号的脉冲长度(输入捕获)或者产生输出波形(输出比较和 PWM)等。使用定时器预分频器和 RCC 时钟控制器预分频器，脉冲长度和波形周期可以在几个微秒到几个毫秒间调整。STM32 的每个通用定时器都是完全独立的，没有互相共享的任何资源。STM3 的通用 TIMx (TIM2、TIM3、TIM4 和 TIM5)定时器功能包括： 有16位向上、向下、向上/向下自动装载计数器（TIMx_CNT）。 有4个独立通道（TIMx_CH14），这些通道可以用来作为：输入捕获、输出比较、PWM 生成(边缘或中间对齐模式)和单脉冲模式输出。 可使用外部信号（TIMx_ETR）控制定时器和定时器互连（可以用 1 个定时器控制另外一个定时器）的同步电路。 事件发生时产生中断DMA。（2）ADC。STM32 拥有 13 个 ADC，这些 ADC 可以独立使用，也可以使用双重模式（提高采样率）。STM32 的 ADC 是 12 位逐次逼近型的模拟数字转换器。它有 18 个通道，可测量 16 个外部和 2个内部信号源。各通道的 A/D 转换可以单次、连续、扫描或间断模式执行。ADC 的结果可以左对齐或右对齐方式存储在 16 位数据寄存器中。模拟看门狗特性允许应用程序检测输入电压是否超出用户定义的高/低阀值。（3）DMA。DMA，全称为：Direct Memory Access，即直接存储器访问。DMA 传输方式无需 CPU 直接控制传输，也没有中断处理方式那样保留现场和恢复现场的过程，通过硬件为 RAM 与 I/O设备开辟一条直接传送数据的通路，能使 CPU 的效率大为提高。STM32F103RBT6 只有 1 个 DMA 控制器，DMA1。从外设（TIMx、ADC、SPIx、I2Cx 和 USARTx）产生的 DMA 请求，通过逻辑或输入到DMA 控制器，这就意味着同时只能有一个请求有效。外设的 DMA 请求，可以通过设置相应的外设寄存器中的控制位，被独立地开启或关闭。此外，STM32有优秀的功耗控制。高性能并非意味着高功耗。STM32经过特殊处理，针对应用中三种主要的功耗需求进行优化，这三种能耗需求分别是运行模式下的高效率的动态耗电机制、待机状态时极低的电能消耗和电池供电时的低电压工作能力15。除了功耗，在运用方面也与以前的8位单片机大不相同。STM32拥有强大的库函数。它采取与以往不同设计方法，通过把各个外设封装成标准库函数 的方式，屏蔽了底层硬件细节，能够使开发人员很轻松地完成产品的开发，缩短系统开发时间。STM32固件库提供易用的函数可以使用户方便地访问STM32的各个标准外设，并使用它们的所有特性。总之，STM32芯片在项目中的使用，使得整个系统的运行效率、稳定性、功耗、生产成本等都比同类系统有了较大的提升。对于开关电源这种在功耗上有很高要求的设计来说，足以满足。3.2.2 最小核心系统电路的设计本次设计因为用到STM32单片机的外设功能并不多，只有AD转换和定时器，以及串口部分做调试用，不涉及别的一些硬件外设，因此只需要一小块最小系统版就可以满足要求。最小核心系统如图14所示。通过图14可以看出，在设计STM32F103RBT6最小系统电路时要注意一下几个部分：（1）复位电路：利用RC电路的延时特性，设计了简单的复位电路，有此可简单计算出延时时间，这里用一个10 k电阻和0.1 F的电容，时间延时大约为3.6ms，符合STM32系统芯片的复位要求。 （2）晶振电路：这里选用两个晶振，首先8M无源晶振，晶振两端分别通过22pF的电容接地，另一个32.768K的晶振使用的15pF的电容接地电路简单，并能很容易的就能使晶振起振。 图14 最小核心系统设计图（3）芯片上的BOOT0和BOOT1引脚分别通过跳线帽可选高低电平，以改变芯片启动模式，总共有三种启动模式，其启动模式说明如表2所示。 （4）模块有4个数字电源供电引脚，1个模拟电源供电引脚以及相应的接地引脚。在电源端要注意接滤波电容，模拟地和数字地引脚之间最好通过0电阻隔离。电源和地之间加若干去藕电容。（5）指示灯：最小系统用了两个指示灯，为红色LED。一个是电源指示灯，另一个则是接在PD2引脚的指示灯，可以指示相关程序的执行与否。（6）因为系统选用的的是64引脚的STM32F103RBT6，在使用其AD功能时参考电压是供电电压，即3.3V。而超过100引脚的STM32芯片则有专门的Vref引脚，AD的参考电压则由外部Vref引脚所接电压决定。 启动模式选择管脚启动模式说明BOOT1BOOT0X0用户闪存存储器用户闪存存储器被选为启动区域01系统存储器系统存储器被选为启动区域11内嵌SRAM内嵌SRAM被选为启动区域 表2 启动模式说明3.3 反馈回路设计反馈回路主要是基于STM32F103RBT6的PID算法，在电源主路的输出端引出分压电阻进行取样，将取样获得的电压信号进行软件滤波送入STM32的AD转换输入端口，为了保证速度选择DMA通道传输，获得的AD转换后的电压值与CPU内部设定值进行比较并运用算法处理从而控制PWM的输出以保证电源主路最终的输出电压稳定在一个值。因为STM32最小系统是3.3V的供电电压，而整个系统的电源主路输入电压是220V，如果STM32输出的PWM波直接控制开关管可能会在开关管迅速的导通和闭合瞬间引进220V整流后可达300V的反冲高压尖脉冲，那么STM32就会直接被烧坏。导致必须做好隔离保护防止回流尖峰损坏精密器件STM32芯片。所以除了主电路的设计外，还需要辅助电源来给STM32单片机和驱动芯片提供所需电压。具体电路如图15所示。图15 反馈回路电路图 开关管的导通需要高于10V的电压，因此还需要驱动电路将光耦输出的5V高电平转化为12V或更高以驱动MOS管。在满足极限条件情况下，驱动电压越高，PWM波的高电平对应电压也就越高，驱动开关MOS管就越快，那么开关损耗就会越小。3.4 辅助回路的设计3.4.1 辅助电源的设计系统需要的是最终的输出电压，但要保证得到输出电压就必须保证各个模块所需电压的供应稳定，因此还需要辅助绕组后加稳压芯片得到所需的电压，STM32需要的3.3V电压用REG117-3.3稳压芯片，高速光耦6N137需要的5V电压用LM7805提供，驱动芯片IR2011需要的12V电压由LM7812提供。具体如图16所