(论文)单神经元PWM控制在轨道交通PWM整流器中的应用研究本科论文(2013年优秀毕业设计论文)

本科生毕业设计（论文） 题目：单单神神经经元元 PWM 控制在控制在轨轨道交通道交通 PWM 整流器中的整流器中的应应用研究用研究 姓名： 学号： 班级： 本科生毕业设 计 姓 名： 学 号： ： 学 院： 信息与信息与电电气工程学院气工程学院 专 业： 电电气工程及其自气工程及其自动动化化 设计题目： 单单神神经经元元 PWM 控制在控制在轨轨道交通道交通 PWM 整整 流器中的流器中的应应用用 专 题： 指导教师： 职 称： 中国矿业大学毕业设计任务书 学院 信息与信息与电电气工程学院气工程学院 专业年级 学生姓名 任任务务下下达达日日期期： 年年 月月 日日 毕业设计日期：毕业设计日期： 年年 月月 日至日至 年年 月月 日日 毕业设计题目：毕业设计题目： 毕业设计专题题目：毕业设计专题题目： 毕业设计主要内容和要求：毕业设计主要内容和要求： 院长签字： 指导教师签字： 中国矿业大学毕业设计指导教师评阅书 指导教师评语（基础理论及基本技能的掌握；独立解决实际问题的 能力；研究内容的理论依据和技术方法；取得的主要成果及创新点； 工作态度及工作量；总体评价及建议成绩；存在问题；是否同意 答辩等）： 成 绩： 指导教师签字： 年 月 日 中国矿业大学毕业设计评阅教师评阅书 评阅教师评语（选题的意义；基础理论及基本技能的掌握；综合 运用所学知识解决实际问题的能力；工作量的大小；取得的主要成果 及创新点；写作的规范程度；总体评价及建议成绩；存在问题； 是否同意答辩等）： 成 绩： 评阅教师签字： 年 月 日 毕业设计答辩及综合成绩 答 辩 情 况 回 答 问 题 提 出 问 题 正 确 基本 正确 有一 般性 错误 有原 则性 错误 没有 回答 答辩委员会评语及建议成绩： 答辩委员会主任签字： 年 月 日 学院领导小组综合评定成绩： 学院领导小组负责人： 年 月 日 摘 要 消除电网谐波污染、提高功率因数是电力电子领域研究的重大课题。 由于 PWM 整流技术具有高功率因数、低谐波污染、能量双向流动、小容量 储能环节、恒定直流电压控制等优点，因此对高功率因数的三相 PWM 整 流器的研究己成为当今国内外研究的热点，如果能将之应用在城市轨道交 通直流牵引供电电源系统中将有着重大的现实意义。 本文首先本文对城市轨道交通直流牵引整流器的主电路拓扑结构进行 了设计，完成了三相桥式 PWM 整流器的主电路和参数选择。从控制角度 出发，经过比较分析选择了基于直接电流控制和 SVPWM 控制方法对三相 电压型 PWM 整流器进行双闭环控制，其中电压环(外环)采用单神经元 PID 控制，电流环(内环)仍采用传统的 PI 调节。由于神经网络具有自适应和自 学习能力，利用神经网络对传统的 PID 控制器进行改造后的单神经元 PID，对工业控制中的复杂系统的控制有着更好的控制效果，可以有效地改 善由于系统结构和参数变化而导致的控制效果不稳定的状况。 最后建立整个系统的 SIMULINK仿真模型，对其进行了仿真分析，通过 仿真结果验证了基于单神经元 PWM 控制的三相 PWM 整流器在地铁、轻轨 等直流牵引供电电源中用作牵引整流器的可行性，也验证了针对其应用而 提出的控制方法和系统参数设计方法的正确性。 关键词：三相电压型 PWM 整流器、SVPWM、双闭环控制、单神经元 PID ABSTRACT Eliminating harmonic pollution and improving power factor are a very important task in the field of power electronics.Due to advantage of three-phase PWM rectifier like higher power factor and lower harmonic pollution, the research of three-phase PWM rectifier is becoming the researching hotspot on international and native. So it is significant to bring it to the DC traction power supply system for urban mass transit. At first ,this passage designs the main circuit and calculate the parameters of the Boost type Three-phase PWM Rectifier. From the control point of view, through a comparative analysis of selection, we choose the direct current control and SVPWM current decoupling control method of three-phase voltage-type PWM rectifier dual closed-loop control, including voltage loop (outer) single-neuron PID control, current loop ( inner ring) is still using the traditional PI regulator . As the neural network with adaptive and self-learning ability, the use of neural network PID controller for the traditional post-transformed single neuron PID, control of complex industrial control systems have a better control effect, can effectively improve as a result of system structure and parameters of change in control resulting from the situation of instability Finally, the establishment of the whole system Simulink simulation model, their simulation analysis, through simulation results show the single neuron-based PWM control of three-phase PWM rectifier in the subway, light rail, such as DC traction power supply in the feasibility for traction rectifier ,also verify that their application for the proposed control method and system parameter design method. Keywords：Three-phase voltage PWM rectifier ; Space vector PWM (SVPWM); Double cyclic control system; single neuron PID 目 录 1 概述1 1.1 城轨交通直流牵引供电系统.1 1.2 城轨交通牵引变电所的整流装置.3 1.2.1 整流技术相关知识和整流技术的发展3 1.2.2 谐波与功率因数定义4 1.2.3 牵引变电所整流机组4 1.3 PWM 控制整流器研究概况5 1.3.1 PWM 控制整流器的发展.5 1.3.2 PWM 整流器工作原理.5 1.3.3 PWM 整流器的分类.7 1.4 人工神经网络的基本概念及特点.8 1.4.1 神经元结构及神经元信息处理机理.8 1.4.2 人工神经元的数学模型10 2 轨道交通直流牵引变电所整流器主电路拓扑数学模型的建立及参数的计算 .11 2.1 主电路拓扑结构的选择及其数学模型的建立11 2.1.1 三相 VSR 一般数学模型12 2.1.2 三相系统的矢量描述和坐标变换13 2.1.3 （d q）坐标系下的三相 VSR 数学模型15 2.2 三相 VSR 系统参数的设计与仿真.17 2.2.1 VSR 直流侧与交流侧电压的确定与分析.17 2.2.2 VSR 交流侧电感的分析与设计18 2.2.3 VSR 直流侧电容容量的分析与设计.21 2.2.4 轨道交通直流牵引供电换流器的参数计算.22 3 轨道交通直流牵引供电整流器控制系统的设计23 3.1 PWM 整流器的控制策略 23 3.2 单神经元自适应 PID 控制器24 3.2.1 单神经元自适应 PID 原理.24 3.2.2 单神经元自适应 PID 控制器的实现.25 3.2.3 复合型单神经元 PID29 3.3 三相 VSR 控制系统的双闭环控制设计.30 3.3.1 电流内环控制系统设计30 3.3.2 基于单神经元 PID 控制的电压外环控制系统设计.35 4 三相 VSR 的 SVPWM 调制技术及其算法实现39 4.1.三相两电平 VSR 空间电压矢量分布及合成.40 4.2 SVPWM 驱动信号生成算法及其仿真.42 4.2.1 一种线电压控制策略的多电平通用的空间矢量算法原理简介及实 现.43 4.2.2 基于 MATLAB 的两电平算法的仿真试验.45 5 轨道交通直流牵引供电系统测试与仿真.49 5.1 基于复合单神经元 PWM 控制与单神经元 PWM 控制的轨道交通直流 牵引供电系统的仿真比较分析.51 5.2 基于复合单神经元 PWM 控制的系统交流侧ID、IQ分析.53 5.3 系统负载突变时仿真分析54 5.4 系统交流侧输入电流谐波分析.56 5.5 系统在有源逆变工作状态下性能分析.56 6 结论.58 7 参考文献.59 8 英文原文61 9 中文译文71 10 致谢80 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 1 页 1 概述概述 1.1 城轨交通直流牵引供电系统 轨道交通作为现代化城市的交通工具，由于其运量大、速度快、安全 可靠、准点舒适、绿色环保，能够有效缓解城市交通拥挤的状况，提高城 市公共交通的服务水平，改善城市居民的出行结构，因此越来越受到世界 各国的普遍重视。我国从上世纪 60 年代发展大运量轨道交通，到目前已有 40 多年的发展历史。迫于城市交通的压力，国内各大市纷纷拟建地铁交通， 但一直因造价太高而却步。随着我国经济的发展，百万人口城市的增多， 仍然采用传统的公共汽车和无轨电车来完成客运的做法，已经越来越不能 满足城市居民高频率出行和城市交通发展的需要。而轨道交通可以缓解大 城市交通拥堵的状况，且具有运量大、速度快、准时、能耗小、污染少、 占地省等优点。1因而目前许多大城市已开始考虑和策划修建轨道交通体 系。继北京、上海、广州、天津、深圳等城市相继建成地铁之后，重庆、 长春、南京、武汉、无锡等城市的轨道交通也正在大规模的建设之中。 城市轨道交通技术装备体现了技术上的多学科性和产业上的跨行业性。 这是一个规模庞大，专业分工很细的大系统，包括线路、车辆、供电、通 信、信号、防灾报警、机电设备监控、自动售检票等专业，在这个庞大的 交通运输体系中供电系统是其他部分的能量来源，这决定了它是轨道交通 系统中最为基础关键的组成部分，也就对轨道交通供电系统的研究和发展 提出了迫切的需求和很高的要求2。 轨道交通的供电系统3如图 1，包括高、中、低压交流供电系统、直 流供电系统以及电力集中监控系统等。其中直流供电系统是轨道交通最关 键的供电系统。城轨交通供电系统的变电所除电源变电所(或称高压变电所) 外，一般包括牵引变电所、降压变电所和牵引降压(混合)变电所三种。牵引 变电所是只供给地铁、轻轨电动车辆电能。降压变电所是将 10kV 电源降压 为 380V/220V 动力照明电源的变电所，它一般设置在车站内。牵引降压变 电所是这两种变电所的结合，具有牵引和动力照明两种电源，它一般也是 设置在车站。 城市轨道牵引供电系统通常应该包括:主降压变电站、直流牵引变电所、 馈电线、接触网、走行轨及回流线等。其中直流牵引变电所将三相高压交 流电变成适合电动车辆应用的低压直流电，也是本论文重点关注的部分。 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 2 页 12 2 1 3 4 5 697 8 城市电网 主变电所 牵引变电所 1发电厂； 2升降变电站； 3电力网； 4主降压变电站 5直流牵引变电所 6馈电线 7接触网 8走行轨道 9回流线 图 1-1 城市轨道交通牵引供电系统 考虑到直流馈电相对交流馈电具有调速范围大、调速方便、易于控制、 车辆起制动平稳、电压质量高等优点，当前城市轨道交通几乎毫不例外地 都采用直流供电制式。城市轨道交通运输的列车功率并不是很大，其供电 半径也不大，因此供电电压不需要太高。另外由于城市内的轨道交通、供 电线路都处在城市建筑群之间，为确保安全，供电电压本身也不适宜太高。 。 关于直流制式的电压等级应用情况大致如下:干线电气化铁路的直流供 电电压其值一般为 1.5kV 左右，目前世界各国城市轨道交通的供电电压都 在直流 5501500V 之间，但其档级很多，如 570V、600V、625V、65OV、700V、750V、780V、825V、900V、1000V 、1100V、1200V、1500V 等，这是由各种不同交通形式，不同发展历史时 期造成的。根据我国国家标准地铁直流牵引供电系统(GBI04n 一 89)和 城市无轨电车和有轨电车供电系统(GB5951 一 86)的规定，并参考国际 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 3 页 上城市地铁和轻轨线路普遍采用的供电制式和发展趋向，建议我国城市地 铁、轻轨线路牵引电压制式采用 750V 和 1500V 两种，其电压允许波动范 围分别为 5001000V，9001800V，不推荐现有的 600V、825V 两种，从经 济角度看，选用 1500V 为好，它可以增加牵引供电距离，减少牵引变电所 数量，节约投资和运行费用，同时还可以提高牵引供电电压质量，减少杂 散电流。但采用 1500V 提高了牵引变电所和车辆直流电器电机设备的电压 绝缘水平，增加了电气设备的投资4。对于城市无轨电车和有轨电车系统， 推荐采用 750v 直流供电制式。 1.2 城轨交通牵引变电所的整流装置 1.2.1 整流技术相关知识和整流技术的发展整流技术相关知识和整流技术的发展 在电能基本转换形式中，AC/DC 最早出现，AC/DC 变换电路指能够直 接将交流电能转换为直流电能的电路，泛称整流电路。在应用中构成直流 电源装置，是公用电网与电力电子装置的接口电路，其性能将影响公用电 网的运行和用电质量。 整流电路的主要作用： 1.调压：指直流输出电压随电网电压的变化而增减； 2.稳压：指电网电压不变时，直流输出电压应在网侧电压波动和负载变 化时维持恒定。 在城市轨道交通供电以及工矿运输等用电系统中，都要用到大容量的 整流装置，传统的整流装置都是采用不控或相控整流的方式，这种方法存 在如下一些缺点5。 (1)输入电流包含大量的高次谐波，高次谐波电流在电网中流通将在线 路阻抗上形成干扰电压，造成严重的谐波污染，干扰其它设备; (2)从电网吸取无功功率，使输入功率因数降低; (3)由于谐波的存在，整流器输入电流的额定值增大，增加了线路损耗， 也提高了保险丝、断路器以及传输线的规格。整流器的效率降低; (4)由于换流过程将引起电网电压波形畸变; (5)电压调节的快速性差。 工程实际中为了提高整流器的功率因数有以下几种方案6。 (l)基于晶闸管相控整流器的多重化设计; (2)基于二极管整流的多重化设计; (3)基于斩波器的二极管整流设计; (4)采用 PWM 整流器拓扑结构的高功率因数整流器设计 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 4 页 在三相桥式整流电路的基础上增加整流相，如采用若干相位彼此错开 的多个整流机组串联或者并联起来，以构成更多脉波的整流输出，即称为 多重化整流技术。通过多重化的整流技术，在一定程度上可以提高系统的 功率因数，改善对电网的干扰，但严格意义上讲，这仍然不能算作是单位 功率因数变流器，因为它们是通过减少网侧谐波电流来提高整流器的功率 因数，所以还不是最理想的状态。 目前国内轨道交通牵引的直流供电系统中，正在经历着从十二相多重 化整流向二十四相多重化整流的过渡阶段，本文则尝试采用基于单神经元 PWM 控制的整流技术对轨道交通直流牵引供电换流器进行设计。 1.2.2 谐波与功率因数定义谐波与功率因数定义 由上面的章节可以注意到谐波与功率因数是整流技术中重点关注的问 题，这俩个问题直接联系到整流技术的作用，下文对这俩个概念做简单介 绍。 谐波含义为：“是一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率 的整数倍数”。由于谐波频率是基波频率的整数倍数，我们通常称之为高 次谐波。 非线性负荷接至供电系统以及供电系统中本身存在非线性元件，是造 成电网电压、电流波形畸变的根本原因。轨道交通供电系统中的波形畸变 则主要来源于车辆牵引供电的整流、逆变装置，其次是直流电源成套装置 及其他电子装置。 根据电路的基本理论，功率因数（PF）定义为有功功率（P）与视在功 率（S）的比值,用公式表示为： (1.1) I I IU IU S P PF 11 1 111 coscos 式中：为电流基波有效值；为电网电流有效值， 1 II ，其中，为输入电流各次谐波的有效值； 22 2 2 1n IIII 1 I 2 I n I 为输入电压基波有效值；为基波电压和基波电流的位移因数。 1 U 1 cos 可见，功率因数由决定。越小，则设备的无功功率越大， 1 cos 1 cos 设备利用率越低，导线和变压器组损耗越大。而谐波会造成电流波形畸变， 对电网造成污染，也会使功率因数降低，因而抑制谐波分量也可以达到提 高功率因数的目的7。 1.2.3 牵引变电所整流机组牵引变电所整流机组 地铁、轻轨交通和工矿运输直流牵引变电所的主结线，包括高压交流 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 5 页 (10Kv35kV)受配电系统和直流(0.75kV1.5kV)受馈电系统两部分，整流 机组(整流变压器整流器组)则是作为交、直流系统变换的重要环节设置的 8。 牵引变电所的主要功能为:将其交流进线电压通过整流变压器降压，然 后经整流器将交流电变成直流电供电动车辆的直流牵引电动机用。为了提 高直流电的供电质量，降低直流电源的脉动(波动)量，目前通常采用的是多 相整流的方法，它可以是六相、十二相整流，还可以增加到二十四相整流。 为此，整流变压器不仅仅起降压作用，还要将三相交流电变成多相交流电 供整流器整流。整流变压器与整流器合称为整流装置。 整流机组从提高变压器利用率、减少注入电网谐波含量两方面考虑， 可以在三相桥式整流电路的基础上增加整流相数。如用三相桥式整流电路 构成十二相脉动整流或等效十二相整流的接线方式，但本论文将不做重点 介绍。 1.3 PWM 控制整流器研究概况 1.3.1 PWM 控制整流器的发展控制整流器的发展 功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子变流装置技术的迅 速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础的各类变流装置，如变频器、 逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等，这些变流装置在国民经 济各领域中取得了广泛应用。 消除谐波污染并提高功率因数，己成为城市轨道交通供电系统乃至电 力电子技术中一个重大课题。我们知道降低电力电子装置的谐波污染并提 高功率因数的基本方法有两种：一种是被动式，即装设谐波补偿装置来补 偿谐波，如有源滤波(APF)、静止无功补偿(SVC)等；另一种方法是主动式 的，即设计输入电流为正弦、谐波含量低、功率因数高的整流器。通过 PWM 调制技术控制 PWM 整流电路，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电 压同相位，功率因数近似为 1，这种电路常称之为 PWM 整流器、单位功率因 数 PWM 变流器或高功率因数 PWM 整流器。在本文中统一称为 PWM 整流器。 1.3.2 PWM 整流器工作原理整流器工作原理 PWM 整流器已不是一般传统意义上的 AC/DC 变换器，由于电能的双向传 输，当 PWM 整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当 PWM 整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变状态。所谓单位功率因数是 指：输入电流波形正弦，且当 PWM 整流器运行于整流状态时，网侧电压、 电流同相位；当 PWM 整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 6 页 相位。进一步研究表明，由于 PWM 整流器其网侧电流及功率因数均可控， 因而可被推广用于有源电力滤波及无功补偿等非整流应用场合。 PWM 整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的交流装置， 为方便于理解，以下首先从模型电路阐述 PWM 整流器的原理。图 1.2 为 PWM 整流器模型电路，可以看出：PWM 整流器模型电路由交流回路、功率开关管 桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势 e 以及网侧电感 L 等；直流回路包括负载电阻 R L 及负载电动势 e L 等；功率开关管桥路可 由电压型或电流型桥路组成。 AC L i v Vdc Idc Rl + - 图 1.2PWM 整流电路模型 当不及功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系可得： (1.2)(1.2) dcdcv iiv 由上式不难理解：通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧， 反之也成立。以下着重从模型电路交流侧入手，分析 PWM 整流器的运行状 态和控制原理。 稳态条件下，PWM 整流器交流侧矢量关系如图 1.3 所示。 O N U V L V I （a）纯电感特性运行 O N U V L V I （b）单位功率因数运行 O N U V L V I （c）无功补偿运行特性 O N U V L V I （d）逆变特性运行 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 7 页 图 1.3PWM 整流电路交流侧运行向量图 为简化分析，对于 PWM 整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略 PWM 谐波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图 1.3 分析：当以电网电动势 矢量为参考时，通过控制流电压矢量 V 即可实现 PWM 整流器的四象限运行。 若假设 |I |不变，因此也固定不变，在这种情况下，PWM 整流ILVL 器交流电压矢量 V 端点运动轨迹构成了一个以|VL |为半径的圆。当电压矢 量 V 端点位于圆轨迹 A 点时，电流矢量 I 比电动势矢量 E 滞后 90此时 PWM 整流器网侧呈现纯电感特性，如图 1.3a 所示；当电压矢量 V 端点运 动至圆轨迹 B 点时，电流矢量 I 与电动势 E 平行且同向，此时 PWM 整流器 网侧呈现正电阻特性，如图 1.3b 所示；当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 C 点时，电流矢量 I 比电动势矢量 E 超前 90，此时 PWM 整流器网侧呈现纯 电容特性，如图 1.3 所示；当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 D 点时，电流 矢量 I 与电动势矢量 E 平行且反向，此时 PWM 整流器网侧呈现负阻特性， 如图 1.3d 所示。以上，A，B，C，D 四点是 PWM 整流器四象限运行的特殊工 作状态点，进一步分析，可得 PWM 整流器四象限运行规律如下： （1）电压矢量 V 端点在圆轨迹 AB 上运动时，PWM 整流器运行于整流状 态。此时，PWM 整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过 PWM 整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当 PWM 整流器运行在 B 点时，则实现单位功率因数整流制；而在 A 点运行时，PWM 整流器则不从 电网吸收有功功率。 （2）电压矢量 V 端点在圆轨迹 BC 上运动时，PWM 整流器运行于整流状 态。此时，WM 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过 PWM 整流器由电网传输直流负载。当 PWM 整流器运行在 C 点时， PWM 整流器将 不从电网吸收有功功率，只从电网吸收容性无功功率。 （3）电压矢量 V 端点在圆轨迹 CD 上运动时，PWM 整流器运行于有源逆 变状态。时，PWM 整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从 PWM 整 流器直流侧传至电网。当 PWM 整流器运行在 D 点时， 便可实现单位功率因 数有源逆变控制。 （4）电压矢量 V 端点在圆轨迹 DA 上运动时，PWM 整流器运行于有源逆 变状态。此时，PWM 整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从 PWM 整流器直流侧传输至电网。 由以上分析可知，若要实现 PWM 整流器的四象限运行，关键在于网侧 电流的控制，首先可以通过控制 PWM 整流器交流侧电压，来间接控制其网 侧电流；其次可以通过闭环控制来直接控制 PWM 整流器的网侧电流。 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 8 页 1.3.3 PWM 整流器的分类整流器的分类 已经设计出的 PWM 整流器可以分类如下 多电平电路 三电平电路 二电平电路 按调制电平分类 全桥开关 半桥开关 按桥路结构分类 软开关调制 硬开关调制 开关调制分类按 多相开关 三相开关 单相开关 按电网相数分类 电流型 电压型 按直流储能形式分类 整流器PWMPWM 尽管分类方法多种多样，但最基本的分类方法就是将 PWM 整流器分类 成电压型和电流型两大类，这主要是因为电压型、电流型 PWM 整流器，无 论是在主电路结构、PWM 信号发生以及控制策略等方面均有各自的特点，并 且两者间存在电路上的对偶性。其他分类方法就主电路拓扑结构而言，均 可归类于电流型或电压型 PWM 整流器之列。 电压型 PWM 整流器（Voltage Source RectiferVSR，以下简称为 “VSR”）最显著拓扑特征是直流侧采用电容进行直流储能，从而使 VSR 直流侧呈低阻抗的电压源特性；而电流型 PWM 整流器（Current Source RectiferCSR）最显著拓扑特征是直流侧采用电感进行直流储能，从而使 CSR 直流侧呈高阻抗的电流源特性9。考虑到地铁车辆的实际运行情况中， 有着频繁的加减速运行，使得地铁车辆所需的电流是不断变化的，加之所 提供电能的电网是三相电网，故在城市轨道交通牵引供电系统中所要用到 的将是三相 VSR。 1.4 人工神经网络的基本概念及特点 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 9 页 神经网络具有自适应和自学习能力，神经网络对传统的 PID 控制器进 行改造后，对工业控制中的复杂系统的控制有着更好的控制效果，可以有 效地改善由于系统结构和参数变化而导致的控制效果不稳定的状况，因此 我们尝试将人工神经网络的控制方法引入轨道交通直流牵引变电所的控制 中。 1.4.1 神经元结构及神经元信息处理机理神经元结构及神经元信息处理机理 图 1.4 人脑神经元的结构 神经学早已证明，人的思维通过人脑完成，神经元是人脑的最基本单 元1011。如图 1.4 所示。神经元周围的纤维分成两类：树突与轴突。树 突输入信息，轴突输出信息，两者一一对接，其接口称为突触，其输入/输 出结构呈一多输入/单输出模式。神经元细胞体对树突输入的信息进行处理， 将处理结果由轴突输出给下一个神经细胞。按此模式通过众多简单细胞体 的复杂连接，从而把众多的神经元连成一个神经元网络，就可进行感受、 记忆、联想、反应等复杂的人脑思维。 在生物神经元中，突触为输入输出接口，树突和细胞体为输入端，接 受突触点的输入信号;细胞体相当于一个微型处理器，对各树突和细胞体各 部位收到的来自其他神经元的输入信号进行组合，并在一定条件下触发， 产生一输出信号;输出信号沿轴突传至末梢，轴突末梢作为输出端通过突触 将这一输出信号传向其他神经元的树突和细胞体。神经细胞的细胞膜将细 胞体内外分开，从而使细胞内外有不同的电位，一般内部电位比外部低， 其内外电位差称之为膜电位。突触使神经细胞的膜电位发生变化，且电位 的变化是可以累加的，该神经细胞膜电位是它所有突触产生的电位总和， 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 10 页 当该神经细胞的膜电位升高到超过一个阈值时，会产生一个脉冲，从而总 和的膜电位直接影响该神经细胞兴奋发放脉冲数。神经元突触是神经信息 处理的关键要素。 按照生物神经元的结构和工作原理，目前人们提出的神经元模型己有 很多种，其中最早提出且影响最大的，是 1943 年心理学家 McCunoch 和数 学家 W.Pitts 在分析总结神经元基本特性的基础上首先提出的 MP 模型。 该模型经过不断改进后，形成目前广泛应用的形式神经元模型。 1.4.2 人工神经元的数学模型人工神经元的数学模型 一个典型的人工神经元模型如图 4-2 所示 x1 x2 x3 yi if w1 w2 w3 图 1.5 典型人工神经元模型 图 1.5 表明，正如生物神经元有许多激励输入一样，人工神经元也应有 许多的输入信号(图中输入的大小用确定数值 xi 表示，它们同时输入神经元。 生物神经元具有不同的突触性质和突触强度，其对输入的影响是使有些输 入在神经元产生脉冲输出过程中所起的作用比另外一些输入更重要。神经 元的每一个输入都有一个加权系数 i，称为权重值，其正负模拟了生物神 经元中的突触的兴奋和抑制，其大小则代表了突触的不同连接强度。作为 人工神经网络的基本处理单元，必须对全部输入信号进行整合，以确定各 类输入的作用总效果,表示组合输入信号的“总合值”，相应于生物神经 元的膜电位。神经元激活与否取决于某一阈值电平，即只有当其输入总合 超过阈值时，神经元才被激活而发放脉冲，否则神经元不会产生输出信号。 人工神经元的输出也同生物神经元一样仅有一个，如用 y 表示神经元的输 出，则输出和输入之间的对应关系可以用图中的某种函数来表示，这种函 数称为激活函数，一般都是非线性的12。 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 11 页 定义 x=x1,x2,xnT表示其他神经元的轴突输出，亦即该神经元的输 入向量;w=wl，w2,.wn表示其他神经元与该神经元 n 个突触的连接强度， 亦即权值向量，其每个元素的值可正可负，分别表示为兴奋性突触和抑制 性突触; 为神经元的阂值，如果神经元输入向量的加权值大于 n j jjx 1 ，则该神经元被激活，所以输入向量的加权值和也称激活值；f 表示神经 元的输入输出关系函数，亦即激活函数。因为激活值越大，表示神经元的 膜电位总合越大，该神经元兴奋所发出的脉冲数越多，所以激活函数一般 为单调升函数。但它又是一个有限制函数，因为神经元发放的脉冲数是有 限的。这样，神经元的输出可以表示为: (1.3) i n j ijjij txfty 1 )( 上式中 xj(j=1，2，3n)是从其它细胞传来的输入信号，i为阈值 (偏差)，示从细胞 i 到细胞 j 的连接权值，而 f(.)称为激活函数(也称传输函 数)。为输入输出间的突触延；在网络设计中，阈值 i起着重要的作用， ij 它使得激活函数的图形可以左右移动，从而增加了解决问题的可能性。 2 轨道交通直流牵引变电所整流器主电路拓扑数学模型的建轨道交通直流牵引变电所整流器主电路拓扑数学模型的建 立及参数的计算立及参数的计算 2.1 主电路拓扑结构的选择及其数学模型的建立 多开关电压 Boost 型两电平的拓扑结构由于其结构较为简单相对于三电 平结构并且运行时无需考虑直流侧电容电压不平衡的问题，且运行稳定可 靠性高，因此本文选取两电平结构作为整流器主电路的拓扑结构。 三相全桥 PWM 整流电路，如图 2.1，也称之为六开关 Boost 型：也可称 为两电平电压型整流器或三相桥式可逆 PWM 整流器。每个桥臂上的可关断 开关管都带有反并联二极管，可以实现能量的双向流动，每只开关管的导 通作用，一般都是使交流侧滤波电感 L 蓄积磁能，而在开关管关断时，迫 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 12 页 使电感产生较高的电压 Ldi/dt，通过另一桥臂的续流二极管向直流侧释放磁 能。因此，这种桥式 PWM 可逆整流器拓扑，仍属于升压式结构。由于六 开关 Boost 型 PWM 整流器的特点是结构简单且宜于实现有源逆变，因而是 目前应用和研究最为活跃的一种类型，也是多开关 PWM 整流电路中应用 最为广泛的一种。 a u b u c u a i b i c i s L s R 1 V 2V 3 V 4V 6 V 5 V 1 VD 5 VD 3 VD 4 VD 6 VD 2 VD A B C C R cd u 图 2.1 三相全桥 PWM 整流器主电路 2.1.1 三相三相 VSR 一般数学模型一般数学模型 所谓三相 VSR 一般数学模型就是根据三相 VSR 拓扑结构，在三相静 止坐标系（a,b,c）中，利用电路基本定律（基尔霍夫电压、电流定律）对 VSR 所建立的一般数学描述。三相 VSR 开关等效电路如图 2.7 所示。(电网 三相电压为正弦波，且三相平衡，IL等效直流侧负载电流) + _ a u b u c u a i b i c i s L s R SA SB SC C R L i dc U O N 图 2.2 三相两电平 PWM 整流器的开关等效电路 以上图为例，建立采用开关函数描述的 VSR 一般数学模型。首先定义 开关函数表达式如式 2.1。 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 13 页 ），（ 关断相下桥臂导通，上桥臂， 0 关断。相上桥臂导通，下桥臂， cbak 。k k 1 k S (2.1) 采用基尔霍夫电压定律建立三相 VSR k 相电路方程为 (2.2)( NOkNkk k s vveRi dt di L 三个开关组合起来共有 8 种开关状态(000111) ，当 a 相上桥臂导通， 下桥臂关断时，开关函数 Sa=1,VaN =V dc 当 a 相下桥臂导通，上桥臂关断时，开关函数 Sa=0, VaN = 0 。 因此，各相与参考点 N 间的相电压为: ），（cbak dckkN USv (2.3) 在图 2.1 中任何瞬间总有三个功率器件导通，且只能组合成八种开关模 式，则整流器输出电流 id 可表示为: ccbbaa cbacbacbaab cbabccbacacbaccbabcbaadc SiSiSi SSSiiiSSSii SSSiiSSSiiSSSiSSSiSSSii )()( )()( (2.4) 另外对直流侧电容正极点处应用基尔霍夫电流定律，得 (2.5) LccbbaaLdc dc isisisiii dt dv C 考虑到三相平衡系统则有： 0 0 cba cba iii uuu (2.6) 联立以上各式可得： cbak kdccbadcON SUSSSUv , 3 1 )( 3 1 (2.7) 最终得到三相两电平 VSR 在三相坐标系下的数学模型为式（2.8）： ），（ LS cbak ) 3 1 ( , , LccbbaaLdc dc dc cbai ikksk k iSiSiSiii dt dv C USSiRu dt di (2.8 ) 2.1.2 三相系统的矢量描述和坐标变换三相系统的矢量描述和坐标变换 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 14 页 （1） 三相系统的矢量描述和坐标变换 在如图 2.2 坐标系下定义旋转矢量 I I ，其模为 Im。则其在三相坐标系 上的投影可得： ) cos(tIi ma )120 cos( o mb tIi )120 cos( o mc tIi I B i C A C i B A i I 3/2j Be i C )(A B A i 3/4j Ce i 图 2.2 空间矢量的定义 图 2.3 三相（两相）静止坐标轴 可见矢量 I I 可以用来描述三相系统。三相系统各相分量在其坐标轴方 向上作正弦变化。 由此可见矢量 I I 可以表示为： （2.9） kI 2 3 )( ) ( m 3/43/2 S tjj c j ba eeieiikIkI （2） 矢量的等量定义和等功率定义 对于三相电路功率的计算有 (2.10) cos3 cos uiP IUIUP 由式 (2.9) (2.10) 可以得出如下结论： 1）当 k 取 2/3 时 I I 的模为 Im 与三相相电流的幅值相等。 等量定义： ) ( twj me II (2.11) 2）当 k 取 sqr（2/3）三相电路变换前后的功率计算值不变。 等功率定义： ) ( 2 3 twj me II (2.12) 3）矢量 I I 和 A 轴的夹角值与 A 相电流的相位角相等。 （3）三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 15 页 如图 2.3 对三相静止坐标系到两相静止坐标系进行坐标变换，依据是变 换前后合成的空间矢量相等。 因为在前面定义了两种不同的矢量因此在坐标变换时可以采用等量变 换和等功率变换两种变换方法。 由参考文献13得知等量变换矩阵为： 2/12/12/1 2/32/30 2/12/11 3 2 2/3SS C (2.13) 等功率变换矩阵为： 2/12/12/1 2/32/30 2/12/11 3 2 2/3SS C (2.14) （4） 两相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换 把旋转的空间矢量通过坐标变换，分解成以交流频率同步旋转的两个 d、q 轴上的直流正交分量，不用考虑交变或者频率等交变问题，可以使控 制变得更简单容易。这就是在 d -q 坐标系下进行控制的一大优势。 如图 2.4。将 d 轴定向于 (a)轴逆时针旋转 wt+ 的电角度后的矢量方 向上。q 垂直于 d 轴且逆顺时针超前 d 轴 90 度。 tw q A i d 图 2.4 两相旋转坐标系 由参考文献13得知 2s/2r 变换矩阵为： 1 0 0 0 ) cos( ) sin( 0 ) sin( ) cos( 2/2 tw tw tw tw C rS (2.15) 联立式（2.14）和（2.15）2s/2r 变换矩阵为 中国矿业大学 2009 届本科毕业设计论文 第 16 页 2/1 )120 sin( )120 cos( 2/1 )120 sin( )120 cos( 2/1 ) sin( ) cos( 3 2 2/2 o o o o rS tw tw tw tw tw tw C (2.16) 2.1.3 （d q）坐标系下的三相）坐标系下的三相 VSR 数学模型数学模型 1 - 坐标系下三相 VSR 的数学模型 联立式（2.8）和（2.15） 。并且有， SiSiSiSiSi ccbbaa ， 得到： L L S S LLdc dc dcs dcs iSiSiii dt dv C USiRu dt di USiRu dt di (2.17) 2 d-q 坐标系下三相 VSR 的数学模型 令Iabc=i a，i b，i c，ULabc=（uLa，uLb，uLc） 。 由 )()( )( )( 1 2/3 1 2/3 1 2/3 dqrSdqrS dqrS abcLabc ICICL ICL ILU 得到： L L S S q d Ld d q Lq wLi dt di u wLi dt di u (2.18) 令 Vd=SdUdc Vq=SqUdc 。 与式(2.17) ，(2.18)联立得到 L L S S LqqddLdc dc dSqqsq q qSddsd d iSiSiii dt dv C iwLViRu dt di