毕业设计（论文）-D类音频功率放大器的设计.doc

Liaoning Normal University（2010届） 本科生毕业论文(设计)题 目：D类音频功率放大器的设计 学 院： 专 业：电子信息工程学 号： 学生姓名： 指导教师： 年 月摘要数字功率放大器代表着音响技术数字化的新台阶具有模拟功率放大器不可比拟的优势，本系统以高效率D类功率放大器为核心，输出开关管采用高速VMOSFET管，连接成互补对称H桥式结构，最大不失真输出功率大于1W，平均效率可达到70左右。D类放大器包括脉宽调制器和输出级。本文首先介绍了声音的基本特性、音响放大器的技术指标、放大器分类和D类放大器的工作原理，接着进行了D类功放的仿真分析，包括PWM波的形成、频谱分析等等；然后设计了基于MAXIM公司的10W立体声/15W单声道集成芯片MAX9703/MAX9704的D类放大器，并对D类功放的发展与技术展望进行了描述。在本文里，对放大器的各个模块包括放大电路、比较器电路、三角波产生电路、驱动电路等进行了设计和仿真，且达到了预先设定的指标。关键词: D类放大器 脉宽调制 高速开关电路 低通滤波 目录1 引 言 42 音响的基础知识42.1 声音的基本特性62.2 音响的结构及参数62.3 放大器的技术指标63 放大器的简介74 D类功放的原理及仿真94.1 D类功放的工作原理94.2 D类功放的EDA仿真114.2.1 EDA仿真概述114.2.2 D放大器原理仿真概述124.2.3 输入信号抽样PWM波的形成仿真134.2.4 输出信号PWM波的频谱仿真分析134.3 D类功放的优点145 D类功放的硬件设计155.1 D类功放的设计原理155.2 D类功放电路分析与计算185.2.1脉宽调制器（PWM）185.2.2 前置放大器205.2.3 驱动电路215.2.4 高速开关电路215.2.5 低通滤波266 MAX9703/MAX9704单声道/立体声D类音频功率放大器306.1 概述306.2 MAX9703/MAX9704详细说明306.2.1 工作效率306.2.2 应用信息317 D类功放的发展与技术展望337.1 D类功放的不足337.2 D类功放的最新发展T类功率放大器33结论34致谢35参考文献361 引 言当今音响数字化技术以大部分应用在音响设备中。如作为音源的CD、DAT、MD、DVD等，数字调音台以及数字效果器、压限器、激励器等周边设备也被一些专业场所使用。而音响系统最后环节的功率放大器和扬声器却仍然徘徊在数字化的大门外。人们永无止境的追求音响重放高保真度，而模拟功率放大器经过了几十年发展以很难有新的突破，随着生活水平的提高，人们逐渐关注环保与能量的利用率的问题，因此，人们再一次把目光投向数字功放。早在20世纪60年代末期其实就有人研究数字放大器，为什么音响发展了数十年，一直没有其产品面世？究其原因，是在数字音频放大器的设计与制作过程中，最大的难题就是高速转换控制系统。因为其需要极高的精确度，但在如何解决脉冲调制放大在工作时提供持续稳定的线性响应，以及如何避免产生辐射脉冲干扰等方面难以取得突破，故使脉冲调制型放大器在音响应用领域一直停滞不前。如今，随着脉冲调制放大电路的技术瓶颈被逐渐解决，数字放大器的优点日渐突显，推陈出新，人们越来越关注它了。对功率放大器的普遍要求是低失真，大功率，高效率。模拟功率放大器通过采用优质元件，复杂的补偿电路，深负反馈，使失真变得很小，但大功率和高效率难以解决。但工作在开关状态下的D类功率放大器却很容易实现。传统的音频功放工作时，直接对模拟信号进行放大，工作期间必须工作于线性放大区，功率耗散较大，虽然采用推挽输出，减小了功率器件的承受功率，但面对较大功率，对功率器件构成极大威胁。功率输出受到限制。此外，模拟功率放大器还存在以下的缺点:1.电路复杂，成本高。常常需要设计复杂的补偿电路和过流，过压，过热等保护电路，体积较大，电路复杂。2.效率低，输出功率不是很大。D类开关音频功率放大器的工作基于PWM模式:将音频信号与采样频率比较，经自然采样，得到脉冲宽度与音频信号幅度成正比例变化的PWM波，然后经过驱动电路，加到功率MOS的栅极，控制功率器件的开关，实现放大，将放大的PWM送入滤波器，则还原为音频信号。D类功率放大器工作于开关状态，理论效率可达100%，实际的运用也可达80%以上。功率器件的耗散功率小，产生热量少，可以大大减小散热器的尺寸，连续输出功率很容易达到数百瓦。功率MOS有自保护电路，可以大大简化保护电路，而且不会引入非线性失真。对于高电感的扬声器，在设计电路时，是可以省去低通滤波器LPF)，这样可以大大的节省体积和花费。而且有更高的保真度，这一点，在国外的SVD类功率放大器中已经开始运用，如:TEXAS公司的TPA2002D2。近年来，国外的公司对D类功率放大器进行了研究和开发，提出了一些方案，但是尚存在了较大的难度，由于采用PWM方式，为了提高音质，降低失真，必须提高调制频率，但是在较高频率下，会产生一定的问题，同时，D类功率放大器对器件的要求较高，不利于降低成本。2 音响的基础知识2.1 声音的基本特性响度: 人主观上感觉声音的大小（俗称音量），由“振幅”和人离声源的距离决定，振幅越大响度越大，人和声源的距离越小，响度越大。音调:是人耳对声音调子高低的主观感觉，声调的高低与声音的物理量“频率”对应人耳的听觉范围:20hz20KHz称之为可听声，低于20Hz称为次声，高于20KHz称为超声，人耳对3K4K的声音最敏感。音色:声音的特性又叫音品或音质，它是由声音的波形决定的，电子管功放的偶次谐波多，奇次谐波少，声音柔美，甜润，晶体管功放奇次谐波多，声音冷艳，清丽。2.2音响的结构及参数前置放大器和功率放大器，以前置放大器承担控制任务为主，对各种节目源信号进行选择和处理，对微弱信号放大到0.5-1V，进行各种音质控制，美化音色。功率放大器，承担放大任务，是将前置放大器输出的音频信号进行功率放大，以推动扬声器发声。将电压放大，电流放大，要求是宏亮而不失真。2.3 放大器的技术指标1.额定功率:音响放大器输出失真度小于某一数值(r1%)的最大功率称为额定功率，表达式；P= U/R, U为负载两端的最大不失真电压，R为额定负载阻抗。2.频率响应放大器的电压增益相对于中音频f (1KHz)的电压增益下降3dB时所对应的低音音频f和高音音频f称为放大器的频率响应。3.输入灵敏度使音响放大器输出额定功率时所需的输入电压(有效值)称为灵敏度。4.噪声电压使输入为零时，输出负载凡上的电压称为噪声电压U。3 放大器的简介功率放大器通常根据其工作状态分为五类。即A类、AB类、B类、C类、D类。在音频功放领域中，前四类均可直接采用模拟音频信号直接输入，放大后将此信号用以推动扬声器发声。D类放大器比较特殊，它只有两种状态，不是通就是断。因此，它不能直接输入模拟音频信号，而是需要某种变换后再放大。1.A类(甲类)放大器 A类(甲类)放大器，是指电流连续地流过所有输出器件的一种放大器。这种放大器，由于避免了器件开关所产生的非线性，只要偏置和动态范围控制得当，仅从失真的角度来看，可认为它是一种良好的线性放大器。 A类放大器在结构上，还有两类不同的工作方式。其中一类是将两个射极跟随器相联工作，其偏置电流要增加到在正常负载下有足够的电流流过，而不使任一器件截止。这一措施的最大优点是它不会突然地耗尽输出电流，如果负载阻抗低于标定值，放大器会短期出现截止现象，在失真上可能略有增加，但不致出现直感上的严重缺陷。另一类可称作为控制电流源型(VCIS)，它本质上是一个单独的射极跟随器，并带有一个有源发射极负载，以达到合适的电流泄放。这一类作为输出级时，需要在开始设计之前就把所要驱动的阻抗是多低搞清楚。2.B类(乙类)放大器 B类(乙类)放大器，是指器件导通时间为50的一种工作类别。这类放大器可以说是最为流行的一种放大器，也许目前所生产的放大器有99是属于这一类。由于大家比较熟悉，这里不作详细介绍。 3.AB类甲乙类)放大器 AB类(甲乙类)放大器，实际上是A类(甲类)和B类(乙类)的结合，每个器件的导通时间在50100之间，依赖于偏置电流的大小和输出电平。该类放大器的偏置按B类(乙类)设计，然后增加偏置电流，使放大器进入AB类(甲乙类)。 AB类(甲乙类)放大器在输出低于某一电平时，两个输出器件皆导通，其状态工作于A类(甲类)；当电平增高时，两个器件将完全截止，而另一个器件将供给更多的电流。这样在AB类(甲乙类)状态开始时，失真将会突然上升，其线性劣于A类(甲类)或B类(乙类)。不过笔者认为，它的正当使用在于它对A类(甲类)的补充，且当面向低负载阻抗时可继续较好地工作。 4.C类(丙类)放大器 C类(丙类)放大器，是指器件导通时间小于50的工作类别。这类放大器，一般用于射频放大，很难找到用于音频放大的实例。 5. D类放大器D类放大器工作于开关状态，无信号时无电流，而导电时，没有直流损耗。事实上由于关断时器件尚有微小漏电流，而导通时，器件并未完全短路，尚有一定管压降，故存在较少直流损耗，效率不能达100%，实际在80-90%,是实用放大器中效率最高的。正是由于D类放大器的效率高，100瓦输出的设备，直流功耗就十几瓦，故散热器就几个平方厘米，电路板可作的很小，大大减少了体积重量。并且由于工作比音频高10余倍的脉冲状态，电源整流纹波对电路工作影响很小。D类放大器与线性音频放大器（如A类、B类和AB类）相比，在功效上有相当的优势。对于线性放大器（如AB类）来说，偏置原件和输出晶体管的线性工作方式会损耗大量功率。因为D类放大器的晶体管只是作为开关使用的，用来控制流过负载的电流方向，所以输出级的功耗极低。D类放大器的功耗主要来自输出晶体管导通阻抗、开关损耗和静态电流开销。放大器的功耗主要以热量的形式耗散。D类放大器对散热器的要求大为降低，甚至可以省去散热器，因此非常适用于紧凑型大功率应用。近年来，人们的在许多应用领域广泛关注D类放大器。主要有两个因素。首先，是市场需要。D类放大器的某些优点推动了手机和LCD平板显示器这两个终端设备市场的迅速发展。对于手机来说，扬声器和PTT (Push-to-Talk，一键通)模式需要D类放大器的高效率，以延长电池寿命。LCD平板显示器的发展对电子器件提出了“低温运行(cool running)”的需求，这是由于工作温度的升高将影响显示颜色对比度。而D类放大器的高效率意味着驱动电子设备时功耗更低，使LCD平板显示器工作时发热更少，图像显示效果更好。其次，是自身技术的发展。根据市场需要，一些制造商改进了D类放大技术，使D类放大器具有更理想价格的同时，也具备了与AB类放大器相近的音频性能。此外，一些新型的D类放大器输出调制方案还可以降低实际应用的EMI。 4 D类功放的原理及仿真4.1 D类功放的工作原理D类功率放大器的原理，首先将脉冲编码调制（PCM，Pulse Code Modulation）音频数据流通过专门的等比特数字处理器EquibitDSP变换为脉宽调制（PWM，Pulse Width Modulation）的数据流。采用脉宽调制后，音频信号便成为一系列的用“0”和“1”表示的宽度可变的脉冲串，脉冲的宽度越宽，信号的幅度就越大。将这些脉宽调制的数据流去推功率放大器的常规晶体输出管。由于受到脉宽调制数据流的作用，晶体输出管将迅速地时而饱和导通工作，时而截止不工作。晶体管导通工作时间越长，信号幅度便越大，于是晶体输出管为扬声器提供的电流也时而因管子导通而有电流流过，时而因管子截止而没有电流流过，音频信息便包含在这些接通、断开的周期过程中。脉冲串在由晶体管放大后，便由LC低通滤波器进行平滑处理，从而恢复为原有的音乐波形。D类放大器的电路工作方式为开关状态，作为放大音频正弦信号，还需模/数转换电路，将音频模拟信号先变为脉冲方波，从而进行放大。其原理方块图如图4-1,波形图如图4-2。输出A / DLPF 输入D/ A图4-1 D类放大器的原理方块图图4-2将正弦波变为脉冲波的脉宽调制电路从图4-1的结构可知，两个放大器反相连接，实际上构成推挽状态，起到开关作用去控制与电源串联的负载回路(RL)，低通滤波器LPF可以滤去脉冲波的高频部分，得到基波成分，所以实际上成为数/模(D/A)转换电路，重新将脉冲波还原成为正弦波。从电路看，当两支形状短路阻抗为0，开路阻抗为无穷大时，电路效率100%。因为扬声器是感性负载，对于高电感的扬声器如中频扬声器，D类功放可以不用低通滤波器，直接与扬声器相联。图4-2表示如何将正弦波变为脉冲波，让脉冲波的宽度受正弦波幅度调制，称为PWM信号，即“脉宽调制”信号。这里没有应用一般概念的A/D变换电路，而是用一个幅度与放大的正弦信号近似的三角波，共同作为变换器输入，相当于反相比较器。当三角波幅度大于正弦波幅部分，变换电路输出1；而三角波幅小于正弦波幅处，变换电路均输出0；这样即将输入的正弦信号变为宽度随正弦信号波幅变化的PWM波。D类功放使用的开关管采用功率型MOSFET，即大功率场效应管，并为保证足够的激励电压而设有驱动电路，使FET能充分的开启和关断。图4-3是PWM波的频谱，当放大单一频率正弦时，其频谱中除低频段存在与输入信号同频率的基波成分外，还存在各次谐波的频谱。因此用LPF低通滤波器就可以滤去高频谐波而得到正弦基波成分，因此，可使数模转换电路非常简化。f输入信 号的频率谐波频谱图4-3 PWM波的频谱4.2 D类功放的EDA仿真4.2.1 EDA仿真概述EDA（Electronic Design Automation ）是指以计算机为工作平台，融合应用电子技术、计算机技术、智能化技术最新成果而研制成功的电子CAD通用软件包。主要能辅助进行三方面的设计工作，既IC设计、电子电路设计和PCB设计。EDA技术经过了三个阶段的发展。从70年代的（CAD）阶段和80年代的（CAE）阶段，到90年代的电子系统设计自动化（EDA）阶段。EDA技术代表了当今电子设计技术的最新发展方向。它不仅为电子技术设计人员提供了“自顶向下”的设计理念，同时也为教学提供了一个极为便捷的、科学的实验教学平台。电工电子类专业课程中的电工基础、模拟电子技术、数字电子技术都可以通过EDA仿真软件，进行电路图的绘制、设计、仿真试验和分析。本课题研究时采用简单易用的EWB软件，其操作简单、直观，对计算机的要求低，特别适合初学者和在校的学生使用。图44给出了电路建模EDA仿真分析时一般的步骤根据流程图的步骤，重点应该做好课题建模、仪器的连接、运行仿真试验、分析结果等工作。建模过程中，各级电路的元器件参数选择必须准确，应防止节点的虚脱和注意地端的连接。测试仪器的使用，应注意相关的对话框设置，做到各项选择符合其电路要求。运行仿真试验的目的就是得出分析数据、电路波形特性及各种相关参数。YN元件参数调整仿真测试确定研究课题仿真建模设定测试点及要求选定测试仪器仿真测试数据综合分析结果 图44 EDA仿真分析流程图4.2.2 D放大器原理仿真概述根据上面的研究，D类音频功率放大器主要有三角波发生器、电压比较器、场效应管驱动电路和低通滤波器构成，现将仿真电路设计如下。图45 D类放大器的仿真电路其中输入信号为1KHz的正弦波，抽样信号为200KHz由的三角波，由EWB中的信号发生器提供，幅度为2V，占空比为50；电压比较器采用EWB中的理想运算放大器，输出的极值为5V5V；场效应管驱动电路采用理想场效应管构成的开关放大电路；低通滤波器为LC二阶滤波器。4.2.3 输入信号抽样PWM波的形成仿真图46 PWM波的形成仿真4.2.4 输出信号PWM波的频谱仿真分析图47 傅里叶分析的设置4.3 D类功放的优点在传统晶体管放大器中，输出级包含提供瞬时连续输出电流的晶体管。实现音频系统放大器许多可能的类型包括A类放大器，AB类放大器和B类放大器。与D类放大器设计相比较，即使是最有效的线性输出级，它们的输出级功耗也很大。这种差别使得D类放大器在许多应用中具有显著的优势，因为低功耗产生热量较少，节省印制电路板(PCB)面积和成本，并且能够延长便携式系统的电池寿命。 和模拟功率放大器相比较，D类功率放大器有以下明显优势： （1）能量转换效率极高，体积小，可靠性高。耗电量仅为同功率等级模拟放大器的三分之一。其电源使用效率高达90%以上，节约能源，也符合环保要求。而B类放大器效率仅为78%（理论值），A类功放的效率就更低。由于D类功放极高的效率，半导体器件的温升明显减小，失真率也就显著减小。（2）无过零失真。传统功放一般都存在由于对管配对及各级调整不佳产生的过零，交越失真。 （3）瞬态响应好，即“动态特性”好。由于它不需传统功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为音频输出而储备，加之无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特征。 （4）高、中、低频无相对相移，声音清晰透明，声像定位准确。由于采用无负反馈的放大电路、数字滤波器等处理技术，可以将输出滤波器的截止频率设计得较高，从而保证在20Hz20kHz内得到平坦的幅频特性和很好的相频特性。 （5）直接接收CD、DVD等数字音源输出的同轴或光纤数字音频信号，直接以数字信号进行放大，体现了与数字音源的完美结合。 （6）适合于大批量生产。产品的一致性好，生产中无需调试，只要保证元器件正确安装即可。5 D类功放的硬件设计5.1 D类功放的设计原理在音响领域里人们一直坚守着A类功放的阵地。认为A类功放声音最为清新透明，具有很高的保真度。但是，A类功放的低效率和高损耗却是它无法克服的先天顽跌。B类功放虽然效率提高很多，但实际效率仅为50左右，在小型使挠式音响设备如汽车功放、笔记本电脑音频系统和专业超大功率功放场合，仍感效率偏低不能令人满意。所以，效率极高的D类功放，因其符合绿色华命的潮流正受着各方面的重视。由于集成电路技术的发展，原来用分立几件制作的很复杂的调制电路，现在无论在技术上还是在价格上均已不成问题。而且近年来数字音响技术的发展，人们发现D类功放与数字音响有很多相通之处，进一步显示出D类功放的发展优势。D类功放是放大力件处于开关工作状态的一种放大模式。无倍号输入时放大器处于截止状态，不耗电。工作时，靠输入信号让晶体管进入饱和状态，晶体管相当于一个接通的开关，把电源与负载直接接通*理想晶体管因为没有饱和压降而不耗电，实际上晶体管总会有很小的饱和压降而消耗部分电能。这种耗电只与管子的特性有关，而与信号输出的大小无关，所以特别有利于超大功率的场合。在理想情况下，D类功放的效率为100，B类功放的效率为785，A类功放的效率才50或25(按负载方式而定)。D类功放实际上只具有开关功能，早期仅用于继电器和电机等执行元件的开关控制电路中。然而，开关功能(也就是产生数字信号的功能)随着数字音频技术研率的不断深入，用于HiF1音频放大的道路却口益畅通。20世纪60年代，设计人员开始研究D类功放用于音频的放大技术，70年代Bose公司就外始生产D类汽车功放。一方面汽车用蓄电池供电需要更高的效率，另一方面空间小无法放入有大散热板结构的功故，两者都希望有D类这样高效的放大器来放大音频信号。共今关键的一步就是村音频信号的调制。图5-1是D类功放的基本结构，可分为三个部分：图5-1 D类功放的基本结构第一部分为调制器，最简单的只需用一只运放构成比较器即可完成。把原始音频信号加上一定直流偏置后故在运放的正输入端，另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输入端。当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。若音频输入信号为零、直流偏置置三角波峰值的1/2，则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为11的方波。当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电乎长，方波的占空比大于1：1，负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方被占空比小于1：1。这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为PWM(Pulse Width Modulation脉宽调制)或PDM(Pulse Duration Modulation 脉冲持续时间调制)波形。音频信息被调制到脉冲波形中。第二部分就是D类功故，这是一个脉冲控制的大电流开关放大器，把比较器输出的PWM信号变成高电压、大电流的大功率PWM信号。能够输出的最大功率由负载、电源电压和晶体管允许流过的电流来决定。第三部分需把大功率PWM波形中的声音信息还原出来。方法很简单，只需要用一个低通滤波器。但由于此时电流很大，RC结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用Lc低通滤波器。当占空比大于1：1的脉冲到来时，C的充电时间大子放电时间，输出电平上升；窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平下降，正好与原音频信号的幅度变化相致，所以原音频传号被恢复出来，见图5-2。图5-2 模拟D类功放工作原理 D类功放设计考虑的角度与AB类功放完全不同。此时功放管的线性已没有太大意义，更重要的是开关响应和饱和压降。由于功放管处理的脉冲频率是音频信号的几十倍，且要求保持良好的脉冲前后沿，所以管子的开关响应要好。另外，整机的效率全在于管子饱和压降引起的管耗。所队饱和管压降小不但效率高，功放管的散热结构也能得到简化。若干年前，这种高频大功率管的价格昂贵，在一定程度上限制了D类功放的发展。现在小电流控制大电流的MOSFET已普遍运用于工业领域，特别是近年来UHC MOSFET已在Hi-Fi功放上应用，器件的障碍已经消除。调制电路也是D类功放的一个特殊环节。要把20KHz以下的音频调制成PWM信号，三角波的频率至少要达到200KHz。频率过低达到同样要求的THD标准，对无源LC低通滤波器的元件要求就高，结构复杂。频率高，输出波形的锯齿小，更加接近原波形，THD就小，而且可以用低数值、小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器，造价相应降低。但此时晶体管的开关损耗会随频率上升而上升，无源器件小的高频损耗、射频的趋肤效应都会使整机效率下降。更高的调制频率还会出现射频干扰，所以调制频率也不能高于1MHZ。同时，三角波形的形状、频率的准确性和时钟信号的抖晃都会影响到以后复原的信号与原信号不同而产生失真。所以要实现高保真，出现了很多与数字音响保真相同的考虑。还有一个与音质有很大关系的因素就是位于驱动输出与负载之间的无源滤波器。该低通滤被器工作在大电流下，负载就是音箱。严格地讲，设计时应把音箱阻抗的变化一起考虑进去，但作为一个功放产品指定音箱是行不通的，所以D类功放与音箱的搭配小更有发烧友驰骋的天地。实验证明，当失真要求在0.5以下时，用二阶Butterworth最平坦响应低通滤波器就能达到要求。如要求更高则需用四阶滤波器，这时成本和匹配等问题都必须加以考虑。5.2D类功放电路分析与计算5.2.1脉宽调制器（PWM）1 方案论证与比较方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部分的实现方案二：采用图5-12所示方式来实现。三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调试。 若合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选用此方案。图5-12 脉宽调制器2 三角波产生电路该电路我们采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现(电路如图5-13所示)。 TLC4502不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证能产生线性良好的三角波，而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。图5-13三角波产生电路载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路的实现，选择150KHz的载波，使用四阶Butterworth LC滤波器，输出端对载频的衰减大于60dB，能满足题目的要求，所以我们选用载波频率为150 kHz。电路参数的计算：在5v单电源供电下，我们将运放5脚和比较器3脚的电位用R8调整为2.5v，同时设定输出的对称三角波幅度为1v(Vp_p2V)。若选定R10为100 k，并忽略比较器高电平时R11上的压降，则R9的求解过程如下：(5-2.5)/100=1/R9, R9=100/2.5=40K取R9为39k。选定工作频率为f=150kh，并选R7+R6=20k，则电容C3的计算过程如下：对电容的恒流充电或放电电流为I=(5-2.5)/R7+R6=2.5/(R7+R6)则电容两端最大电压值为其中T为半周期，T=T/2=1/2f。V的最大值为2V，则2=2.5/C4(R7+R6)1/2fC4=2.5/(R7+R6)4f=2.5/20100041501000208.3pF取C4=220pF,R7=10K,R6采用20K可调电位器。使振荡器频率f在150KHz左右有较大的调整范围。3 比较器选用LM311精密、高速比较器，电路如图，供电为5v单电源，给VV提供25v的静态电位，取RR，RR，4个电阻均取10K。 出于三角波V=2v，所以要求音频信号的V不能大于2v，否则会使功放产生失真。图5-14比较器电路5.2.2 前置放大器电路如图5-15所示。设置前置放大器，可使整个功放的增益从120连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。 当功放输出的最大不失真功率为1w时，其8上的电压V=8v，此时送给比较器音频信号的V值应为2V，则功放的最大增益约为4(实际上，功放的最大不失真功率要略大干l w，其电压增益要略大干4)。 因此必须对输入的音频信号进行前置放大，其增益应大干5。前放仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。 选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻R1=10K的要求。 同时，采用满幅运放可在降低电源电压时仍能正常放大，取V=V/2=25V，要求输入电阻R大干10K，故取R=R=51K，则R512=25.5，反馈电阻采用电位器R，取R=20K,反相端电阻R取24K，则前置放大器的最大增益A为A=1+R4/R3=1+20/2.49.3调整R使其增益约为8，则整个功放的电压增益从032可调。图5-15前置放大器电路考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值V25v，取V=2.0 V，则要求输入的音频最大幅度V( V/ A)=2/8=250mv。 超过此幅度则输出会产生削波失真。5.2.3 驱动电路电路如图5-16所示。 将PWM信号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用CD40106施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。 驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。图5-16驱动电路5. 2.4 高速开关电路 1 方案论证与比较输出方式方案一：选用推挽单端输出方式(电路如图5-17所示)。电路输出载波峰峰值不可能超过5v电源电压，最大输出功率远达不到题目的基本要求。图5-17 推挽单端输出电路方案二：选用H桥型输出方式(电路如图5-18所示)。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰峰值可达10 v，有效地提高了输出功率，且能达到题目所有指标要求，改选用此输出电路形式。图5-18 H桥型输出电路开关管的选择为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。方案一：选用晶体三极管、IGBT管。 晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大；IGBT管的最大缺点是导通压降太大。方案二：选用VMOSFET管。VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMOSFET管。2. 开关功率输出电路 H 桥式输出电路基本结构H 桥式输出电路在数字功放中广泛采用，其差动平衡式输出可以滤除共模噪声，同时可以实现较大的输出功率，典型的数字功放H 桥式输出电路如图5-19所示，由四个开关与输出滤波器组成。K1-K2、 K3-K4 分别是桥的两个桥臂，通过控制各个开关的闭合与断开，产生PWM1 与PWM2 两个信号，不同的开关控制规律决定PWM1 与PWM2 的波形不同，但无论何时，每个桥臂的上下两只开关不能同时导通，以防止直通大电流的产生；由L、C组成的低通率波器滤除PWM 中的高频成分，还原出原始音频信号。根据开关控制规律的不同，桥式电路的PWM 输出可分为双极性PWM 与单极性PWM。图5-19 H 桥式输出电路双极性PWMH 桥式电路输出的两路PWM波是180反向的，图5-20所示为50%占空比，输入为零的情况。PWM1与PWM2 都是低电平为零，高电平为VCC 的方波，PWM1 与PWM2 形成的差动信号则是低电平为-VCC，高电平为VCC 的方波。如果PWM中包含音频信息，则输出PWM 波的占空比发生变化，占空比变化的双极性PWM 波与滤波后波形如图5-21所示。 图5-20 双极性PWM 占空比为50%波形 图5-21 双极性PWM 占空比变化与滤波后波形单极性PWMH桥式电路输出的两路PWM 波是同相的，图5-22所示为50%占空比，输入为零的情况，PWM1与PWM2 的相位差为零。PWM1与PWM2 都是低电平为零，高电平为VCC 的方波，PWM1与PWM2 形成的差动信号在50%占空比情况下为零，如果PWM 中包含音频信息，PWM 占空比在0 与100%之间发生变化时，PWM1 与PWM2 的相位180，PWM1 与PWM2 形成的差动信号则是低电平为-VCC，高电平为零，或者低电平为零，高电平为VCC 的方波，如图5-23所示。 图5-22 单极性PWM 占空比为50%波形 图5-23 单极性PWM 占空比变化与滤波后波形 LC 滤波特性为了从PWM 波中恢复音频信号，要采用LC元件对PWM 进行滤波，LC 参数要根据负载阻抗、PWM频率、音频带宽、高频噪声等因素进行设计。对LC 滤波器设计来说，上述几方面要求是相互矛盾：选择L、C 的参数较小，可以得到宽频带平直的响应曲线，但滤波后残余的PWM 高频噪声幅度较大，高频噪声超出音频范围，对听感不会造成太大影响，但导致严重的电磁干扰；如果选择L、C 的参数较大，可以将高频噪声降至较低水平，但频响范围变小，频响曲线不平坦，在特定频率段会造成很大幅度的电压抬升。H 桥式电路输出PWM波的极性不同，会对滤波器输出产生影响。双极性PWM与单极性PWM经LC 滤波后的波形对比如图5-24图5-26所示。相关参数如下：PWM 频率：350400kHz；音频信号：1kHz；负载：8纯电阻；L1、L2：15H；C1、C2 ：0.33F。 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-24 输出削波之前 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-25 输出中等幅度 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-26 残余高频噪声从以上各图可以看出，在相同条件下，单极性PWM比双极性PWM波形清晰，高频包络成分少，高频噪声仅有双极性PWM 的1/16。在阻抗分别为2、4、8、16、32、空载等情况下，双极性PWM与单极性PWM经LC滤波后的2020kHz 幅频特性曲线对比如图5-27。所示从中可以看出对于4以上阻抗，采用单极性PWM可以得到更平直的幅频特性，对于低阻抗驱动，双极性PWM更有优势。 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-27 不同阻抗幅频特性曲线 总结数字功放H 桥式输出电路的两类PWM可分为双极性与单极性；单极性PWM具有高频噪声低，电磁干扰小，4以上阻抗幅频特性平直，10kHz20kHz 输出电压抬升小等优点，所反映出的负载阻抗变化敏感性小，特别适合负载变化较大的应用场合，如公共广播定压输出功放；在较低负载阻抗时，采用双极性PWM 可以得到更大范围的频率响应。 H桥互补对称输出电路对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电压小。 因输出功率稍大于l w，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFDl20和IRFD9120 VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图5-28所示。 互补PWM开关驱动信号交替开启Q5和Q8或Q6和Q7，分别经两个4阶Butterworth滤波器滤波后推动喇叭工作。图5-28 H桥互补对称输出电路5. 2.5 低通滤波1滤波器的选择方案一：采用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器。 缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。方案二：采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高额载波电压进一步得到衰减。2 低通滤波采用开关放大技术的数字功放工作原理与模拟功放完全不同，其开关功率级输出的高频PWM信号中包含有音频信号。PWM 频率为几百kHz，比音频信号带宽2020kHz 大得多，为了从PWM 开关信号中恢复出音频信号，通常采用低通滤波器（LPF），低通滤波器频率特性如图5-29所示。图5-29 低通滤波器频率特性图5-30与图5-31为PWM 滤波前后的时域与频域分析。从图中可以看出，PWM 经过低通滤波器后高频分量大大减小，音频信号得到恢复，但总会残留部分高频开关成分。 图5-30 PWM 滤波前后的时域波形 图5-31 PWM 滤波前后的频谱分布根据组成低通滤波器的元件与结构不同，低通滤波效果与应用方面不尽相同。图5-32所示为数字功放中低通滤波器可能出现的位置及作用。低通滤波器按照组成元件通常可分为LC、RC型，RC又可分为无源与有源型，低通滤波器的比较如表5-2所示图5-32 数字功放中低通滤波器位置及作用 表5-2 低通滤波器的比较以二阶LC低通滤波器为例，其拉普拉斯变换为：在LC 低通滤波器中，负载电阻R是影响Q值的一个变量，负载电阻的变化将影响频率响应曲线，图5-33所示为负载电阻为4 欧姆所设计的LC 参数，频响曲线平坦，对于8 欧姆与2 欧姆负载，在20kHz 处的幅度分别有2db 的抬升与-4dB 的下降。图5-33 不同负载时LC 低通滤波器频率响应6 MAX9703/MAX9704单声道/立体声D类音频功率放大器6.1 概述MAX9703/MAX9704单声道/立体声D类音频功率放大器，以D类效率提供AB类放大器的性能，节省电路板空间，而且无需使用大型的散热装置。这两款器件采用了D类结构，提供15W功率时效率高达78%。受专利保护的调制与开关方案可以省去传统D类放大器的输出滤波器。MAX9703/MAX9704提供两种调制方案：固定频率模式(FFM)与扩频模式(SSM)，SSM模式降低了调制频率产生的EMI辐射。本器件采用全差分结构、全桥输出，并具有全面的杂音抑制。MAX9703/MAX9704具有80dB的高PSRR，0.07%的低THD+N，以及超过95dB的SNR。短路与热过载保护可防止器件在故障条件下损坏。MAX9703 提供32 引脚TQFN(5mm x 5mm x 0.8mm)封装，MAX9704采用32引脚TQFN(7mm x 7mm x 0.8mm)封装。两款器件都工作在-40C至+85C扩展级温度范围内。MAX9703/MAX9704的应用与：LCD TV 、LCD监视器、台式PC、LCD放映机、免提式车载电话适配器、汽车电子。6.2 MAX9703/MAX9704详细说明MAX9703/MAX9704无需滤波的D类音频功率放大器对开关模式放大技术作了一些重要改进。MAX9703是单声道放大器，MAX9704是立体声放大器。这些器件以D类效率提供AB类放大器的性能，占用最小的电路板空间。独特的无滤波调制方案以及扩频切换模式构成了一个紧凑、灵活、低噪声、高效率的音频功率放大器。差分输入结构降低了共模噪声的拾取，可以不加输入耦合电容。该器件也可以配置为单端输入放大器。比较器监视器件输入，并将互补输入电压与三角波进行比较。当三角波输入幅度超出相应的比较器输入电压时，比较器的输出翻转。6.2.1 工作效率D类放大器的效率取决于输出级晶体管的工作时间。在D类放大器中，输出晶体管用作电流调整开关，消耗的额外功率可以忽略不计。所有与D类输出级相关的功耗主要是由MOSFET导通电阻与消耗静态电流产生的I2R损耗决定。理论上线性放大器的最佳效率为78%，不过该效率仅出现在输出功率的峰值处。标准工作电平(典型的音频信号重建电平)下，效率会下降到30%以下，但在相同条件下，MAX9704仍可保持78%以上的效率(图6-1)。 图6-1 MAX9704 效率与AB 类效率的对比6.2.2 应用信息1. 无滤波工作 传统的D类放大器需要输出滤波器，从放大器的PWM输出恢复音频信号。滤波器既增加了成本，也增大了放大器的尺寸，并会降低效率。传统的PWM结构采用较大的差分输出摆幅(2 x VDD峰-峰值)，造成纹波电流过大。滤波元件的任何寄生电阻都会导致功率损耗、降低效率。MAX9703/MAX9704不需要输出滤波器，而是利用扬声器线圈自身的电感和扬声器与人耳的天然滤波作用，从方波输出中恢复音频成分。由于省去了输出滤波器，可以获得更小、更便宜、效率更高的方案。由于MAX9703/MAX9704的输出频率远远超出了大多数扬声器的带宽，由方波频率引起的音频线圈的偏移非常小。尽管这种偏移很小，若扬声器未经专门设计，能够处理额外功率的话，还是可能被损坏。为获得最佳效果，可以用一个等效串联电感大于30H的扬声器。典型的8扬声器等效串联电感在30H至100H范围内。扬声器电感大于60H时可以获得最佳效率。2. 内部稳压器输出(VREG)MAX9703/MAX9704内部提供一个6V稳压输出(VREG)。MAX9703/MAX9704的REG输出为MAX9703/MAX9704的逻辑控制引脚(G_, FS_)提供逻辑高电平电压，从而简化了系统设计，并降低了系统成本。关断时，VREG不能提供逻辑高电平电压。不要用VREG作为系统周围元件的6V电源。用6.3V、0.01F电容将REG旁路至GND。3. 输出失调与AB类放大器不同的是，D类放大器在加上负载后其输出失调电压不会明显增大静态电流。这是D类放大器功率转换的结果。例如，在AB类器件中，8mV的直流失调电压通过8负载会额外消耗1mA的电流。而对D类器件来说，8mV的直流失调电压通过8负载时仅消耗8W的额外功率。正是由于D类放大器的高效率，器件吸取的额外静态电流仅为：8W/(VDD/100 x )，只有几个微安。4. 增益选择MAX9703/MAX9704可由内部设置逻辑编程增益，通过G1、G2逻辑输入设置MAX9703/MAX9704扬声器放大器的增益(表6-1)。表6-1 增益设置7 D类功放的发展与技术展望7.1 D类功放的不足（1）晶体管在接通和关闭的过程中，接地点的电位会出现波动，从而增大噪音 （2）功率输出电路是用两只功率晶体管接成的桥路，一只功率晶体管导通，另外一只关闭，这之间存在死区。（3）输出功率晶体管并不是纯粹的开关，也不是匹配得很好，会带来畸变。 （4）功率输出电路和扬声器之间用一只输出低通滤波器把音频以外的成分滤除，让音频信号进入扬声器，但不可能彻底滤除脉宽调制的载波，这也是造成失真的一个因素。7.2