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闽南师范大学毕业论文（设计）基于TMS320F DSP28335三相逆变器的设计Design of Three Phase Inverter Based on TMS320FDSP28335姓 名： 学 号： 系 别： 物理与信息工程学院 专 业： 电气工程及其自动化 年 级： 2013级 指导教师： 2016年 12 月 25 日闽 南 师 范 大 学学位论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名： 日期： 年 月 日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权闽南师范大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1、保密，在_年解密后适用本授权书。2、不保密。（请在以上相应方框内打“”）作者签名：日期： 年 月 日导师签名：日期： 年 月 日摘 要本文介绍了以DSP28335为核心的三相逆变器采用SPWM控制技术，此系统包括全桥逆变电路模块、驱动电路模块、LC滤波电路模块；全桥逆变电路采用的是双极性的控制方式，来控制使三相调制信号的相位依次相差120度；驱动电路模块来驱动开关管，实现对直流电的三相逆变，LC滤波电路模块阻止高频的交流信号通过，使输出端得到低频的交流信号；最终得到三相交流电压。关键词：DSP28335；三相；SPWM；三相全桥逆变全套图纸加扣 3012250582AbstractThe article presentation a control system based on the Digital Signal Processor 28335 as the core of the three phase inverter PWM control technology research, the system includes the full bridge inverter circuit module, driver circuit module, LC filter circuit module; Full bridge inverter circuit using dual polarity control mode, the three phase modulation signal phase difference in turn 120 degrees; Drive circuit module drive switch tube, to direct current of three-phase inverter，LC to prevent high frequency ac signal through the filter circuit module, make the output end for low frequency ac signal; Finally be three-phase ac voltage.Keyword：DSP28335；Three-Phase；SPWM；Three Full-bridge inverter-V-目录中英文摘要I1. 引言11.1 三相逆变研究的背景11.2 三相逆变器研究的意义11.2.1 我国的能源现状11.2.2 新能源的出现11.3 本文研究的主要内容22 三相逆变器的主电路设计32.1 逆变器的分类32.1.1 单相逆变32.1.2 三相逆变42.1.3 电压型逆变电路的特点52.2 开关管的选择62.2.1 开关管IGBT的介绍62.2.2 开关管MOSFET的介绍62.3 IRF3205的主要参数72.3.1 IRF3205最大额定参数72.3.2 IRF3205电气特性73 PWM控制基本原理83.1 PWM控制基本原理83.2 几种PWM控制方法83.2.1单极性PWM控制83.2.2双极性PWM控制93.3 DSP28335的控制芯片93.3.1 DSP28335PWM的结构103.3.2 DSP28335的PWM组成单元104 三相逆变器各模块的介绍124.1 驱动类型的选择124.1.1 驱动类型的简单介绍124.1.2 IR2130S的简单介绍134.1.3 IR2130S的工作原理144.2 IR2130S的参数计算及选择154.2.1 自举电路工作原理154.2.2自举二极管与电容的选择154.2.3 检测电流信号端的电阻选择164.3 系统总框图164.4 主电路图174.5 参数的选择174.6 LC滤波电路工作原理184.6.1 低通滤波电感L1、L2、L3的选取184.6.2 低通滤波电容的选择194.6.3 电阻与二极管的选择195 程序设计205.1 程序设计流程图206 各模块的样板制作与调试226.1 死区时间的测量226.2 SPWM波形的观测226.3 系统整体调试236.4 实物图展示246.5 本设计所使用的仪器和设备247 结论与展望25参考文献26致谢27附录28附录一：器件清单28附录二：原理图29附录三：PCB图301. 引言1.1 三相逆变研究的背景面对石油化工燃料以及地下的黑色黄金“煤炭”的日益减少，使得目前新能源的研发已经成为每个国家和每个地区的热点，然而“电”作为一种清洁、高效方便的能源，人类现如今已经离不开了，导致电量的供不应求现象已经日益突出，那么如何来解决这种状况呢？我们都知道太阳每年中辐射到地球表面的能量是相当大的，要是能将这些能量合理的加以利用，不仅仅可以缓解电量的供不应求的现象，而且如果能进行大规模的的开发和利用，还能减少环境的污染，现如今利用可再生能源发电已经有许多，例如潮汐能发电，生物质能发电，太阳能发电等等。然而这些能源所产生的电是直流电，在工业和生活当中是不能直接利用的，必须还要加以处理才能应用到各个行业当中。1.2 三相逆变器研究的意义1.2.1 我国的能源现状人们的生活、生产等等各方面都需要能源，能源作为人民日常生活中必不可少的一部分，而且人类的每次发展进步，每次改革，都伴随着能源的变化。社会经济和人类的发展历程可以从对能源的开发和利用的程度间接反映。我国的人口数量非常之多，每天需要的能源和生产的能源在世界上都排在最前面。对能源消耗的快速增长，为全世界能源的需求和供应创造了非常广阔的发展空间。中国对维护能源危机，保护世界能源的供应，起着积极的作用，成为世界能源供应的不可或缺的重要组成部分。在新中国成立以来，我们不断加大对能源资源的勘查力度，并且积极组织开展了多次资源评价。中国能源资源有以下特点：能源资源总量比较丰富，但是每个人的平均能源就比较少了。能源资源分布不均衡。能源资源开发难度较大。中国的能源发展不一直在坚持着环保、节约、可持续的重要方针，在过去的几十年中，中国为世界的能源做出了巨大的贡献，在中国的不断改革发展之中越来越意识到能源的重要性，以及全球能源的危机。所以，中国作为一个世界人口大国，生产力、创造力的大国，随着中国的科学技术不断进步，就要走一条高效、有质量、有保障的能源路线，也理应带头倡导节能，减排的绿色出行，为全球能源做出一定的贡献。这样不仅仅可以缓解能源危机，而且可倡导全世界以为人类创造一个干净，清洁的生存环境。1.2.2 新能源的出现近年来，新能源的话题比较热门，大家都知道太阳能作为新能源的主力军，而风能等能源次之。在这些新型能源面前，在这些新能源的领域，如果想要好好利用这些能源，那么占据最重要的地位就是逆变器了，三相逆变电路在实际应用当中非常广泛。因为目前的这些新能源所产生的电能都是直流电，如果想要好好利用这些能源，或者将这些能源提供给交流负载，那么就需要用到逆变器，而且在现有的一些电力电子装置中，三相逆变也占着很重要的位置1。1.3 本文研究的主要内容本文的设计主要任务是完成三相逆变器，将直流电经过三相逆变桥后变成三相交流电，而且每相相差120度角，本文是采用DSP28335数字信号处理器作为控制芯片，本文较详细的介绍了三相逆变器的各个模块的功能，以及器件的选择，成品的展示，以及对成品进行调试，达到了预期的效果。第一章介绍了三相逆变研究的背景以及在目前能源开发之中，三相逆变的重要性，一些电力电子装置，比如频率变换器、工业电源的不间断、感应加热电源等等，三相逆变在这些领域中起到至关重要的作用。第二章较详细介绍了常用的三相逆变电路的一些分类和组成三相逆变桥的开关管的选择比较，重点在理论计算上介绍了三相逆变电路的原理，以及工作过程。第三章介绍了PWM的面积等效控制基本原理，以及几种常用的PWM的控制方法，接着又介绍了DSP的PWM单元的结构与组成单元。使DSP输出6路互补的SPWM信号波。第四章较具体的说明了三相逆变器的硬件各模块电路，具体包括驱动电路的设计，LC滤波电路的设计，以及开关管和驱动芯片的选择。第五章介绍了用DSP28335生成SPWM的过程。第六章介绍了三相逆变器波形的调试，样板的制作以及实物图的展示，做这个研究所用到的仪器和设备。第七章讲述了制作三相逆变所完成的任务，得到的收获。三相逆变器的应用领域和重要性以及他的发展前景。2 三相逆变器的主电路设计2.1 逆变器的分类以不一样的角度，不一样的方式来把逆变器进行大概分类，那么首先可以从它的转换电流的方式进行分，就可以大致分为负载换流、电网换流、强迫换流、器件换流等等；如果分类按照它可以输出的相数来分的话，就可分为单相与三相逆变；除此之外也可以按照直流电源的性质进行分类，就可分为电压型与电流型逆变。在此处重点介绍单相逆变与三相逆变。2.1.1 单相逆变图2-1 单相全桥逆变如上图2-1所示，在单相全桥逆变电路中，各桥臂上面的开关管在一个周期中分别导通半个周期，关断半个周期，并且，每个桥臂上面的上下两个开关管的栅极信号是相反的，并且带有一定的延时，即死区时间，因为要避免两个开关管同时导通的现象，否则就会造成电流过大，烧坏开关管，开关管V1和开关管V2在同一个桥臂上面，他们的栅极信号是互补的，开关管V3和开关管V4也是一样的，他们的栅极信号也是互补的，其目的就是为了防止同一个桥臂上面的开关管同时导通。但是开关管V3基极的信号没有比V1的基极信号滞后180度，而是仅仅落后一个区间在0到180度之间的一个角度。开关管 V1和V3在T1时刻导通时，交流侧输出的电压U0恒为Ud，直到开关管在T1时刻把栅极信号相反。V4管不导通，但是交流侧接有电感，电感中存在电流，而且电感中的电流是不能突变的，所以开关管V3不可以立刻导通，而是和他并联的续流二极管导通续流。又因为续流二极管VD1和续流二极管VD3同时导通导通续流，所以交流侧输出的电压为零，直到开关管V1和V2在T2时刻栅极信号相反的时候V1不导通，而V2不能导通，续流二极管VD2续流，和续流二极管VD3构成的电流通道，输出的电压为-Ud。下面重点介绍三相全桥逆变电路的原理以及各个开关管的导通情况，和负载的相电压、线电压、相电压峰值、线电压峰值、相电压有效值、线电压有效值的理论计算推导过程。2.1.2 三相逆变图2-2三相电压型桥式逆变电路（2-1）如上图2-2所示，是可以用三个单相逆变电路组合成一个三相逆变电路。三相电压型逆变电路的应用最为广泛，方便，在实际当中电路的直流侧通常只要接一个电容器就可以了，但是为了理论分析的时候比较方便，就画成两个大小相等的两个电容器进行串联连接，并且标出假想的中点N。 在同一个桥臂上面的两个开关管交替导通，而且每个桥臂开关管的导电角度是180。每一相的开关管开始导电的时刻都相差120度。那么，对于任意一相来说，不妨就如U相输出来来说，当桥臂1导通时，UUN=Ud/2，当桥臂4导通时，UUN=-Ud/2，。因此，UUN的波形是幅值为Ud/2的矩形波。V、W两相的情况和U相类似UVN、UWN的波形形状和UUN相同，只是相位依次相差120度2。负载线电压UUV、UVW、UWU分别可由下式求出：UUV=UUN-UVNUVW=UVN-UWNUWU=UWN-UUN（2-2）如果假设三相对称负载的中点N与直流侧电源电压假想的中点N之间的电压为UNN则负载各相的相电压分别为：UUN=UUN-UNNUVN=UVN-UNNUWN=UWN-UNN（2-3）将上面6式相加整理得：UNN=13UUN+UVN+UWN-13(UUN+UVN+UWN)（2-4）如果是三相对称负载，则：13UUN+UVN+UWN=0（2-5）所以UNN=13UUN+UVN+UWN把输出线电压UUV展开成傅里叶级数得：UUV=23Ud(sint-15sin5t-17sin7t+111sin11t+113sin13t-) =23Udsint+n1n-1ksinnt （2-6）式中n=6k1,k为自然数。（2-7）输出线电压有效值UUV=1202UUV2dt=0.816Ud（2-9）（2-8）基波幅值和基波有效值分别为：UUV1m=23Ud=1.1UdUUV1=UUV1m2=6Ud=0.78Ud（2-10）对负载相电压UUN展开成傅里叶级数得UUV=2Ud(sint+15sin5t+17sin7t+111sin11t+113sin13t+)=2Udsint+n1n-1ksinnt式中n=6k1,k为自然数。（2-11）负载相电压有效值UUV为UUN=1202UUN2dt=0.471Ud（2-13）（2-12）基波幅值和基波有效值分别为：UUN1m=2Ud=0.637UdUUN1=UUN1m20.45Ud以上所述的是三相逆变在180度导电方式，为了有效避免在同一相的上下两个开关管同时导通的现象，所以必须要采取相应的预防措施，此处采取先断开后导通的方式，也就是说，先给应该关断的开关管以关断信号，使其有效关断，然后在给应该开通的开关管以开通信号，这样就可以有效防止同一个桥臂上下两个开关管同时导通引起电流过大从而将功率开关管烧坏的现象。2.1.3 电压型逆变电路的特点因为逆变电路可以分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，此处重点介绍电压型逆变电路的特点；首先，电压型逆变电路的直流侧是一个电压源，或者并联一个容量比较大的电容来稳定电压，就相当于一个电压源的作用，所以在直流侧的电压基本是稳定的。而且在直流侧的阻抗也比较低。第二；由于直流侧的电压源具有钳位的作用，那么在交流侧输出的电压为矩形波，这种矩形波与山乡负载的阻抗角是没有关系的，但是输出的电流是随这负载的变化而变化的。第三；如果交流侧是电阻和电感组成的负载，则需要提供无功功率，在直流侧的电容起缓冲无功能量的作用，但是这些无功能量需要通道才能到大直流侧的电容，所以就在各个桥臂上面并联了反馈二极管来作为反馈无功能量的通道3。2.2 开关管的选择2.2.1 开关管IGBT的介绍IGBT是有双极型的三极管BJT和场效应管MOSFET复合而成的，IGBT作为全控型半导体器件，而且是电压来驱动的功率半导体器件，他不仅仅具有MOSFET的特点，例如输入阻抗高，开关速度比较快，而且还具有GTR的特点，例如导通时的压降比较低，载流的密度比较大等等，由于它具有这两种电子器件的优点，所以经常被用在电压高于600伏特的高电压场合。例如交流电机、高压频率变换器、开关电源等领域4。处于技术和安全的考虑，本文研究的是低压三相逆变。所以就不选用IGBT作为功率开关管了，而是选择MOSFET场效应管作为开关管。2.2.2 开关管MOSFET的介绍MOSFET开关管作为电力电子器件的一个重要开关管，因为其驱动电路比较简单，而且开关速度也比较快，可以适应较高频率的开关特性；所以，在工业以及电子行业应用非常广泛，金氧半场效晶体管是金属氧化物半导体场效应管的简称，它是一种不仅仅可以广泛使用在模拟电子电路中而且也在数字电子电路中广泛应用的场效晶体管5。依照其“沟道”极性的不同，金属氧化物半导体场效应管，大概可分为N沟道型与P沟道型；N沟道是以电子作为多子的，P沟道是以空穴作为多子的。以电子作为多子的场效应管即N沟道型场效应晶体管也被叫做NMOSFET开关管，以空穴作为多子的场效应管即P沟道型场效应晶体管也被叫做PMOSFET开关管。出于安全问题本文研究的是低压三相逆变，经综合考虑后，使用的是MOSFET管IRF3205，如图2-3所示：图2-3 IRF32052.3 IRF3205的主要参数2.3.1 IRF3205最大额定参数表2-1 IRF3205最大额定参数参数最大值单位VGS门极电压20VIAR雪崩电流62Advdt二极管恢复峰值电压变化率5.0V/nsEA重复雪崩能量20mJPDTC=25功率耗散200WIDTc=25持续漏极电流110AIDTc=100持续漏极电流80A2.3.2 IRF3205电气特性表2-2 IRF3205电气特性参数最小典型最大单位测试条件VGS门极开启电压24VVDS=25V,ID=62AVDS前向压降1.3VVDS=25V,ID=62Atdon打开延时14nsVDD=28V,ID=62ARG=4.5,VGS=10Vtr上升时间101td(off)关断时间50tff下降时间65由以上表格中的参数可以知道，MOSFET 3205完全符合在600伏特以下的低压，较高频率的逆变电路中。3 PWM控制基本原理3.1 PWM控制基本原理PWM控制就是对脉冲的宽度进行控制的技术，我们把冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时其效果相同的原理就叫做PWM控制基本原理。PWM控制基本原理的应用非常广泛，广泛的应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中6。脉宽调制是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，是一种模拟控制脉冲宽度调制技术。PWM控制技术也就是占空比可以改变的脉冲波形。该技术以该结论为理论基础，对半导体开关器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。如果要改变逆变电路中的输出的电压的大小或者输出频率的大小，那么就可以按照一定的规则对各脉冲的宽度进行调制。3.2 几种PWM控制方法3.2.1单极性PWM控制在半个周期内的载波只在一个方向上变换的调制方法叫做单极性PWM的控制方法，如图3-1所示，因此，所得到的PWM波形也只是在一个方向上变化，而双极性的PWM控制方法是半个周期内载波在两个方向上的变化，如图3-2所示，除了以上所说的单极性调制和双极性调制，PWM控制又可分为同步调制和异步调制7，是根据所得到的PWM波形也在两个方向上变化，根据载波信号与调制波信号是否保持同步来确定的。图3-1 单极性PWM控制方式波形 目前常用的是单极性PWM控制方式和双极性PWM控制方式。本文采用的是双极性PWM控制方式下面介绍双极性控制方式。3.2.2双极性PWM控制由于我们想要逆变器输出的是一个标准精确的正弦电压波形，那么，就可以把一个正弦半波分成N等份。按照面积相等，即每一等份的面积和一个矩形脉冲的面积相等的原则，把每份正弦波用一个矩形脉冲来代替，而且正弦波每一等分的中点要和矩形脉冲的中点重合8。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效9。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可以由恒定的直流电源供电。图3-2 双极性PWM控制方式波形为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的6个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大10。3.3 DSP28335的控制芯片TMS320F28335 DSP是TI推出的32位浮点数字控制处理器，如图3-1，主频150MHz，外设非常丰富，性价比高，广泛应用于电机控制、变频电源、UPS电源、逆变器、变流器、通信、医疗、航空航天等领域。是TI公司推出的F2812、F2407、F2808的升级版，可以有效的代替这些DSP。下面介绍一下DSP28335的性能指标：主频达150MHz（6.67ns）低功耗设计，1.9V内核电压，3.3V I/O电压Flash编程电压为3.3V具备32位浮点处理单元多达18路的PWM输出达256K16位的Flash存储器最多最多达128K16位的ROM1616位的双乘法累加器34K16位的单周期访问RAM（SRAM）3.3.1 DSP28335PWM的结构ePWM在F28335中是一个加强型的模块它与F2812的PWM模块有许多不一样的地方，事件管理器机制被广泛应用在F2812的PWM模块，然而为了更加方便我们的理解和应用，DSP28335一共有12路PWM，每路PWM都是16位的ePWM，不仅仅频率可以控制，而且占空比也能有效设置。F28335把每个PWM模块都设立成一个个的子模块，每个子模块之间都是相互独立，互不影响的。PWM信号频率由TBPDR和TBCTR的计数模式一起来决定。系统的初始化程序采用的计数模式为递增计数模式。在递增计数模式下，TBCTR逐渐增加，并且是从零开始的，直到达到TBPDR的值。然后TBCTR复位到零，重新开始递增计数，然后再一次达到TBPDR的值，然后TBCTR再一次复位到零，依次循环往复。ePWM的时钟为TBCLK=SYSCLKOUT/(HSPCLKDIVCLKDIV)11。3.3.2 DSP28335的PWM组成单元ePWM的组成单元包括以下7个子模块如图3-3所示：图3-3 F28335的PWM组成单元该单元主要包括7个模块，分别由PWM斩波器(PC)子模块、时基(TB)子模块、动作限定(AQ)、计数器-比较器(CC)子模块、子模块、死区(DB)发生器子模块、事件触发器(ET)子模块、故障断路器(Trip Zone)子模块。当我们需要用到上述子模块的时候，就需要对他们进行初始化，也就是说要对他们的寄存器进行初始化，那么就必须正确的配置他们的控制寄存器，以便使ePWM模块能正常工作在上述三种模式的任意一种模式中，否则就不能正常使用。F28335的ePWM模块的7个子模块就像一条生产线，一级一级的经过，但DSP28335更高级，通过配置可以实现，使得ePWM只经过我选择的生产线，没有被选择上的就不要经过12。例如，死区控制模块可以需要也可以不需要，这就需看实际系统需不需要了。在实际使用ePWM时，正常的发出PWM波往往只要求置TB、CC、AQ、DB、ET五个模块便可。图3-4 DSP28335的PWM模块结构图每组PWM模块有以下特点：第一；专用的16位时基计数器，控制频率和周期的输出。第二；两个输出的PWM是互补对称的，可以有如下配置:两个独立的单边沿输出。两个独立的双边沿对称的PWM输出。一个独立的双边沿不对称的PWM输出。第三；可以用软件对PWM的周期和频率的异步控制。第四；逐个周期硬件同步相位。第五；双边沿延时死区的控制输出。第六；可编程错误联防。第七；频率很高的PWM斩波。第八；所有的事件都可以触发CPU中断。4 三相逆变器各模块的介绍4.1 驱动类型的选择电力电子器件的驱动总体上可以分为隔离驱动和非隔离驱动，电力电子器件的驱动电路是电力电子主电路与控制电路之间的桥梁，是电力电子装置的重要环节，对整个装置的性能有很大的影响，如果选取的驱动电路比较好，那么不仅仅开关时间可以缩短，开关损耗也可以减少，还可以使电力电子器件工作在比较理想的状态下，这样对装置的运行效率以及可靠性有着非常重要的意义13。驱动电路的作用是将控制电路所发出的控制信号经过一系列的处理，然后将信号加在它所控制的电力电子开关管的控制端，从而对开关管的控制，从而可以使电力电子器件依照所控制的规律正确的开通或者关断，对与全控型器件，不仅要供给使其开通的信号，还要给器件供给关断的信号，从而保证电力电子器件可以有效、可靠的工作14。驱动电路一般分为电流型驱动和电压型驱动，他们是按照电路加在电力电子器件上面的控制信号的不同而划分的。驱动一般还要提供主电路与控制电路之间的电气隔离环节。对于隔离驱动，我们平时一般采用的较多的是光电隔离器或者电磁隔离器，光电隔离器一般是采用光耦来隔离，也叫作光电隔离耦合器。光电隔离耦合器大体由三部分组成：分别是光的发射部分、光的接收部分及信号放大部分15。输入的电信号使发光二极管（LED）发光，并且发出的光是具有一定波长的，可以被探测仪器接收的特定波长的光，从而被探测仪器接收而产生电流，所产生的电流再经过放大电路进一步放大后输出。这就完成了电光电的转换，从而起到将带有高电压的主电路和低电压的控制电路分离开，从而起到安全保护的作用。4.1.1 驱动类型的简单介绍在三相电压源逆变电路中，如果性能要求不是太高，那么一般可以用光耦隔离来驱动开关管的开通与关断。电路中各种与电流相关的性能控制，通过来检测从高电压的一侧流入逆变桥开关管的直流电流即可，例如如变频器中的自动转矩补偿或者转差率补偿等等。同时，这一检测的结果也可以用来完成对三相逆变单元中开关管进行过流保护等功能。因此在这种三相逆变器中，对开关管驱动电路的要求就相对比较简单，成本也比较低16。一般这种类型的驱动芯片主要有TLP250、TLP251，TLP250包含了一个GaAlAs发光二极管和一个光探测器，8脚双列封装结构。比较适合于给IGBT或电力MOSFET栅极充当驱动电路17。使用TLP250时，为了使增益较高的成线性放大器的工作比较稳定，我们一般在光耦的第8个引脚和第5个引脚之间接入一个比较小的电容，一般选用瓷片电容104便可。但是如果提供的旁路作用一旦失去效果，那么就会对开关的性能有所损坏，此外，所接入的瓷片电容与光耦之间的线路长度要小于1cm为好。由于光电耦合器使主电路和控制电路相互分开，而且电信号的传输具有单向性等特点，因而光电耦合器具有良好的电绝缘能力和抗干扰能力18。光电耦合器除了以上特点之外，它还有比较强的共模抑制的能力，因为它的输入的端口是低电阻元件，是属于电流型工作的。TLP250，其重要参数如下表所示：表4-1 TLP250重要参数输入阈值电压If=5 mA电源电流11 mA电源电压10-35 V输出电流2.0 A开关转换时间0.5 S隔离电压2500 Vrms最大绝缘工作电压630 Vpk允许的最高过电压4000 Vpk工作频率最高为25 KHzTLP250常用驱动电路图如下：图4-1 TLP250常用驱动电路接法4.1.2 IR2130S的简单介绍IR2130S是专门用来驱动三相逆变的开关管的驱动芯片，因为其他的驱动用起来比较复杂，所以美国的一家公司就专门针对此问题研制出来一款专用芯片来代替其他复杂的驱动电路。如果工作在母线电压不超过600伏，那么就可以采用IR2130来驱动功率开关管。它可以输出的驱动电流，即最大输出正向的驱动电流大约250毫安19。并且，它的内部设计有过电流保护、过电压保护以及欠电压保护、封锁和指示网络，如果MOSFET功率开关管用它来驱动，那么就很方便了，关键是其自带有保护功能。再加上外部自举电路技术的巧妙运用，使其在较高的电压环境下也可以工作，除此之外最重要的是它还可对同一个桥臂的上下两个功率开关管器件的门极驱动信导产生大约2s互锁延时时间，即所谓的死区时间。除此之外，其自身正常工作的电压和电源电压的范围也比较宽，大约在3伏到20伏之间，它内部的三个高压一侧的驱动器和低压一侧的驱动器可以分别使用也可以只使用其中的三个低压驱动器20，并且输入信号与TTL及COMS电平兼容。作为将控制信号可以及时有效的传送到被控电路上，以便有效地控制各个功率开关管MOSFET的导通与关断，就需要对设计有一定的技术要求。本设计的三相逆变桥使用的是MOSFET功率开关管，是N沟道的开关管，他的驱动采用的是电压型驱动，所以可以做到开通和关断的速度比较快、驱动的功率要求比较低、驱动的电路不是很复杂。而且可以提高电路的可靠性、对外界干扰的抵抗性能以及保护驱动信号的正常传输21。出于到以下几点因素，本设计使用非隔离驱动的电路，使用的驱动芯片是IR2130S。第一；工作比较稳定；第二；所需要的辅助电源少，如果用光耦驱动，所需要的辅助电源就比较多；第三；IR2130S是自带死区的驱动芯片；其主要原理图如下图4-2所示：图4-2 驱动电路4.1.3 IR2130S的工作原理如上图所示，IR2130的HIN1HIN3、LIN1LIN3作为功率管的输入驱动信号与DSP28335连接，由DSP28335产生PWM控制信号的输入。为了提供驱动上桥臂开关管导通所需能量，必须使的此驱动电路具有自举功能。自举驱动电路对开光管进行PWM调制。在调制过程中，当上桥臂开关管关断时，VS的电位被拉到功率地，自举电容被充电，为驱动上桥臂开关管所需悬浮电源存储能量。由于上桥臂开关管导通时，此开关管源极和漏极的电位都会抬升，自举二极管D16、D17、D18作用是防止因漏极电压太高而使电流倒灌回电源。CA-、CAO、VSO用于检测电流信号，一旦外电流发生过流或者直接导通，就会对脉冲信号的输出进行锁定，使输出信号不能有效输出，使IR2130的输出都为零电平，从而保护MOSFET开关管，并且同时IR2130的FAULT引脚发出电路不能正常工作的信号提示，从而可以及时的进行修改维护22。4.2 IR2130S的参数计算及选择4.2.1 自举电路工作原理自举电路一般是用在驱动开关管的驱动电路上面，如果要使用它，一般还要配合一个电容和一个二极管，所配置的电容的作用是进行对能量的存储，主要利用了电容的两端的电压不能突变的特点，将电压太高，二极管的作用是利用其单向导电性能，来防止母线的大电流倒灌回控制电路当中，从而将低压侧的控制电路损坏。一般在三相逆变电路当中，开关管工作的频率比较高，那么所设计的自举电路的电压就是电容上面的电压和输入电路的电压之和，因此自举电路的作用就是将电压提升，从而使开关管有效的开通或者关断。4.2.2自举二极管与电容的选择在三相逆变桥的上桥臂的三个MOSFET开关管的有效开通和关断是由电容和二极管所组成的自举电路的充电和放电来实现对开关管的栅极开通和关断来实现的。所以在组成自举电路中所用到的二极管就要有一定的要求，特别是其反向电压，实际要求此处的二极管的反向电压一定要大于功率开关管MOSFET正常工作时的最大线电压。由于D16和C13串联，为满足主电路功率管开关频率的要求，D16应选择快速恢复二极管。UF4007最大的反向电压为800伏，最大反向恢复时间为75ns，且具有超快速开关的高效率特点，满足要求。自举电容C13、C14、C15的选择是为了满足上桥臂高压侧，自举电容的容量是由以下几个因素来决定的：第一，驱动电路驱动的开关管的工作频率的高低；第二，开关管的栅极的充电的电流；第三，占空比的大小；为了有效防止IR2130的欠压保护模式启动，使IR2130的输出没有信号，即不能正常的工作，那么就要保证有足够的电压，所以此处的电容取值应较大，故选择C13=C14=C15=10uF/50V的电容。图4-3 自举电路4.2.3 检测电流信号端的电阻选择由于相额定电流0.5A，VSO端的电阻为0.1，故VSO允许通过的电压不大于0.05V。CA-、CAO、VSO与R27、R28构成电压串联负反馈，放大倍数为 A=1+R27R28 （4-1）图4-4 电流检测图放大器CAO与0.5V比较决定电路是否处于故障闭锁状态。因此选择R27=9.1K，R28=1K。4.3 系统总框图图4-5 系统总框图直流电通过三相逆变桥进行逆变，三相逆变桥的6只功率MOSFET开关管由驱动电路来进行驱动，由DSP28335产生的SPWM信号波来控制开关管的开通或者关断。实现由直流电到交流电的转变。最后通过LC滤波电路，便可输出用户所需要的正弦波。由于所产生的三相波形里面夹杂着较多的纹波，必须经过滤波电路来滤波，最后可以输出比较稳定的三相交流电。4.4 主电路图电路由DC-AC组成，采用三相三线桥臂的架构，开关管选用MOSFET N沟道开关管，型号为3205，具体详情在本文的第二章已经较详细的介绍过，此处就不再重复说明。具体电路原理图如下图4-6所示：图4-6主电路图4.5 参数的选择经过选择比较，因为本设计的电压是低于600伏特的，所以IRF3205的开关特性符合本设计的要求，具体最大额定参数和电气特性参数如表4-2和表4-3所示：表4-2 IRF3205最大额定参数参数最大值单位VGS门极电压20VIAR雪崩电流62Advdt二极管恢复峰值电压变化率5.0V/nsEA重复雪崩能量20mJPDTC=25功率耗散200WIDTc=25持续漏极电流110AIDTc=100持续漏极电流80A表4-3 IRF3205电气特性参数最小典型最大单位测试条件VGS门极开启电压24VVDS=25V,ID=62AVDS前向压降1.3VVDS=25V,ID=62Atdon打开延时14nsVDD=28V,ID=62A,RG=4.5,VGS=10Vtr上升时间101td(off)关断时间50tff下降时间65由于第二章已经对MOSFET IR3205作了比较详细的介绍，故此处不在重述。4.6 LC滤波电路工作原理直流侧的电压源首先必须要经过电容E1、和C2进行滤波，滤去纹波，电容E1的容量选取比较大，在这里起到稳定电压的作用。因此可以为全桥逆变电路供给稳定的直流电压。开关管VT1、VT2和VT3、VT4和VT5、VT6由驱动电路驱动，由单片机DSP28335输出的6路SPWM信号脉冲分别控制，上下管轮流交替导通，实现了对直流电的三相逆变，即输入直流电，输出的是三相交流电，而且控制每个开关管的开通与关断时间使输出的三相每相相差120度。但是，由于此时得到的交流量叠加了高次谐波，必须将交流电压经过由L1、C4组成的低通滤波才能输出得到所需的交流电。图4-7 LC滤波电路截止频率是c是LC滤波器的重要参数，假设直流电源是理想电压源，逆变器电源的功率开关管为理想器件，则由公式： L=2fL=1LC (4-2)式中fL为LC滤波器的截止频率； L为LC滤波器的截止角频率。4.6.1 低通滤波电感L1、L2、L3的选取根据工程上计算公式： （4-3）其中，Imax是输出的正弦电流波形Vpp的15%，Vsat为开关管的饱和压降。单片机设置的定时器T0。故得到L18.4mH。为确保留有余量，L1取10mH。4.6.2 低通滤波电容的选择取截止频率为定时器频率的1/5即 （4-4）求得 。 （4-5）由于常见的瓷片电容的容量太小，所以选择C4=22F/50V的电解电容。为了保护电解电容，二极管选取能超快恢复的1N4148满足要求。由于电路是三相对称的，在其他两相电路中也选用同样大小，同样型号的电解电容和超快恢复二极管。4.6.3 电阻与二极管的选择因为开关管在栅源极间存在寄生电容，开关管导通状态就是该寄生电容充放电的状态，所以添加电阻R8、R11、R12、R14、R16、R29，避免负载端输出的正弦波出现尖峰脉冲。为了使寄生电容快速放电，充电回路的电阻选择千欧量级而放电回路选择欧姆量级，使得放电通路从小电阻回路走，加快放电速度23。考虑到开关管的开关频率高，处于寄生电容放电回路的导通二极管，应选超快恢复二极管1N4148。5 程序设计5.1 程序设计流程图 图5-1程序设计流程程序流程图如图5-1所示，在中断服务程序中采用查表得方法更新比较寄存器的值，可以节省中断的时间开销。由一个单独的函数用来生成SPWM表，这个函数中的变量包括调制波的频率，载波的频率和调制比，可以通过对这三个变量来确定周期寄存器和比较寄存器中的值，从而实现对系统的有效控制。程序调试界面如图5-2所示图5-2 程序调试界面6 各模块的样板制作与调试6.1 死区时间的测量图6-1 死区时间测量由SPWM波形可以看出，死区时间为，大于开关管完全关断所需时间（50ns），可以接上负载测量其他参数及在示波器观察输出波形。6.2 SPWM波形的观测图6-2 SPWM波形用示波器可以清晰地观测到SPWM波形。上下互补对称，并且有死区。死区时间大约为，大于开关管完全关断所需时间（50ns）。6.3 系统整体调试图4.1.4.1设定值9.00V的负载端输出电压波形图6-3 任意两相的波形图6-4另外两相的波形当输入直流电压时，系统的其中任意两相电压输出波形如图6-3和图6-4所示。由此可见，直流电压经过三相逆变器可以输出三相交流电压，而且每相相差120角。6.4 实物图展示图6-5 实物图6.5 本设计所使用的仪器和设备本设计所使用的仪器和设备如表6-1所示：表6-1仪器和设备序号名称型号数量1万用表GDM-813512示波器TDS1002B13函数信号发生器SP1641B14直流电源QJ3003S15PCLenovo16集成开发板DSP2833517仿真器100V218逻辑分析仪Logic 1.2.919电烙铁30W17 结论与展望本文研究的是基于DSP28335的三相逆变器，将普通低压直流电经过三相逆变桥，经过逆变，滤波后转换成三相正弦电压。这篇文章的主要研究方面有以下几点：1) 介绍了三相逆变的背景以及它研究的意义以及我国的能源现状和新能源的发展为后文对三相逆变奠定了一定的背景基础。2) 介绍了三相逆变的主电路和逆变器的分类以及逆变桥的开关管的选择，系统的分析了三相逆变的实现方式。3) 介绍了三相逆变的控制方式，即用DSP28335输出SPWM波形来控制开关管的开通与关断以及SPWM波形的两种调制方式的大体介绍。4) 论说了三