毕业设计（论文）-基于DSP的三相SVPWM变频调速系统的设计

基于 DSP 的三相 SVPWM 变频调速系统的设计 摘要摘要 根据电压矢量的基本原理，利用 TMS320LF2407A，对电流采样、速度检测、驱动 保护以及控制系统进行软件设计。设计出基于 DSP 控制系统的 SVPWM 的变频调速系 统控制器。使得逆变电源的智能化程度更高，性能更加完美 。本文对 SVPWM 技术进行 了深入的讨论, 并给出了一个基于 TMS320F2407ADSP 硬件决定切换模式的 SVPWM 控 制方法,以证明这种方法的有效性。实验结果表明硬件决定开关模式在感应电动机控制 中可以大大降低微处理器的软件工作量、降低功率开关器件频率、减少开关损耗。该 设计利用 DSP 设计的信号发生器不仅成功实现了输入时间信号到 SVPWM 触发信号的 转换，而且具有良好的抗干扰能力。此外，其并行处理结构可以保证三相桥臂开关同 时动作，有效地提升了控制系统的整体性能。可简便地应用于逆变器控制系统中。 SVPWM 在输出电压或电机线圈的电流都将产生更少的谐波，提高了对电压源逆变器 直流供电电源的利用率。提高了电压型逆变器的电压利用率和电动机的动态响应性能， 同时减少了电动机的转矩脉动，简单的矢量模式切换更易于数字化实现。 关键词关键词：DSP；SVPWM；变频调速系统 Abstract According to the basic principles of voltage vector, using TMS320LF2407A, on current sampling, speed detection, driver protection and control system software design. Designed SVPWM based on DSP control system of variable speed system controller. Make intelligent inverter higher degree of performance more perfect. In this paper, SVPWM techniques were discussed in depth and gives a decision based on the hardware switch mode TMS320F2407ADSP SVPWM control method to prove the effectiveness of this approach. Experimental results show that the decision to switch the hardware model in induction motor control can greatly reduce the workload of the microprocessors software to reduce the frequency power switching devices, to reduce switching losses. The design of the signal generator using DSP design successfully achieved not only the time signal to the SVPWM trigger input signal conversion, but also has good anti-jamming capability. In addition, the parallel processing structure can ensure the same three-phase bridge arm switch movement, effectively improve the overall performance of the control system. Can be easily applied to inverter control system. SVPWM motor coil in the output voltage or current will have less harmonic, increase the voltage source inverter DC power supply utilization. Increase the voltage inverter efficiency and dynamic response of motor performance, while reducing motor torque ripple, the simple vector model of digital switching easier to achieve. Keywords: DSP; SVPWM; Frequency Control System 目录 第一章第一章 绪论绪论 -1 1 1.1 设计目的及意义 -1 1.2 前言-2 1.2.1 全数字化控制系统-2 1.2.2 高压大容量交流调速系统-3 1.2.3 高性能交流调速系统-5 1.3 展望-6 第二章第二章 SVPWMSVPWM 基本原理基本原理-7 7 21 电压空间矢量脉宽调制法（SVPWM） -7 22 电压空间矢量技术的基本原理 -8 2.2.1 三相逆变器输出电压的矢量表示-8 2.2.2 磁链轨迹的控制-9 2.3 SVPWM 调制的基本原理 -11 2.3.1 基本原理-11 2.3.2 SVPWM 开关模式 -13 2.3.3 SVPWM 硬件方法决定开关模式的软件设计 -14 2.4 SVPWM 波的生成-15 第三章第三章 系统方案及硬件设计系统方案及硬件设计 -1616 3.1 系统方案 -16 3.2 主电路设计 -17 3.3 PWM 驱动电路-18 3.4 故障保护电路 -19 第四章第四章 系统软件设计系统软件设计 -2121 第五章第五章 变频调速系统的主要干扰源及其危害变频调速系统的主要干扰源及其危害 -2222 5.1 主要电磁干扰源-22 5.2 电磁干扰的途径-22 5.3 变频器干扰的危害 -23 5.4 抗电干扰的措施-24 5.4.1 在工程上采用抗干扰的措施-24 5.4.2 正确安装 -26 5.4.3 采用电抗器 -27 5.4.4 减少变频器谐波及电磁辐射对设备干扰的方法 -27 5.5 变频控制系统-29 5.5.1 变频控制系统设计中应注意的问题 -29 5.5.2 变频器的控制方式今后的几个发展方面 -30 全文总结全文总结 -3232 致谢致谢 -3333 参考文献参考文献 -3434 附录附录 程序清单程序清单 -3535 - 1 - 第一章第一章 绪论绪论 1.11.1 设计目的及意义设计目的及意义 训练学生正确地应用运动控制系统，培养解决工业控制、工业检测等领域具体 问题的能力；通过课程设计，熟悉运动控制系统应用系统开发、研制的过程，软硬 件设计的工作方法、工作内容、工作步骤；对学生进行基本技能训练，例如组成系 统、编程、高度、绘图等，使学生理论联系实际，提高动手能力和分析问题、解决 问题的能力。 近年来用于感应电机控制的空间矢量理论被引入到逆变器及其控制中，形成和 发展了 SVPWM 控制思想。其原理就是利用逆变器各桥臂开关控制信号的不同组合, 使逆变器的输出电压空间矢量的运行轨迹尽可能接近圆形。SVPWM 同时控制三相 电流的状态 , 以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的, 不仅使得电机脉动 降低,电流波形畸变减小, 能够提高功率因数 , 降低损耗而且与常规正弦脉宽调制 SPWM 技术相比, 直流电压利用率有很大提高,并更易于数字化实现。随着微机控制 技术的发展，微控制器的实时处理能力和运算能力不断增强，使得数字化 PWM 有 了更为广阔的应用前景。TMS320LF2407DSP 控制器是 TI 公司专门为交流电机控制 而推出的数字信号处理器，尤其它内嵌的空间矢量状态机，更是专门为空间矢量脉 宽调制技术而设计。这将大大减少 DSP 的处理时间，很容易实现交流电机的全数字 化控制系统。 SVPWM 以其直流电压利用率高、易于数字化实现等优点，在各种变流器中逐 渐得到了广泛的应用。在现代高性能电机调速控制系统中，通常将矢量控制与 SVPWM 相结合以获得高精度的运行特性 它将逆变器和电动机看成一个整体， 建立逆变器开关模式和电机电压空间矢量的内在联系， 通过控制逆变器的开关模式， 使电机的定子电压空间矢量沿圆形轨迹运动。 （1）在详细分析 SVPWM 基本原理的基础上，介绍了一种不同于传统算法的 SVPWM 实现方法。 传统算法是将相关矢量分解到 ， 轴后，根据等效关系求 取各矢量的作用时间。 （2） 而此法是用 复平面中的状态开关矢量直接进行相关矢量作用时 - 2 - 间的求取。该算法应用于以 TMS320LF2407A 为核心控制器的感应电机变频调速系 统中，实验结果表明， 逆变器直流母线电压利用率高， 输出电流谐波小， 电机运 行性能优越。 1.21.2 前言前言 当前全球经济发展过程中，有两条显著的相互交织的主线：能源和环境。能源 的紧张不仅制约了相当多发展中国家的经济增长，也为许多发达国家带来了相当大 的问题。能源集中的地方也往往成为全世界所关注的热点地区。而能源的开发与利 用又对环境的保护有着重大影响。全球变暖、酸雨等一系列环境灾难都与能源的开 发与利用有关。 能源工业作为国民经济的基础，对于社会、经济的发展和人民生活水平的提高 都极为重要。在高速增长的经济环境下，中国能源工业面临经济增长与环境保护的 双重压力。有资料表明，受资金、技术、能源价格的影响，中国能源利用效率比发 达国家低很多。90 年代中国高耗能产品的耗能量一般比发达国家高 12%-55%左右， 90%以上的能源在开采、加工转换、储运和终端利用过程中损失和浪费。如果进行单 位 GNP 能耗（吨标准煤/千美元）的国家比较（90 年代期） ，中国分别是瑞士、意大 利、日本、法国、德国、英国、美国、加拿大的 14.4 倍、11.3 倍、10.6 倍、8.8 倍、 8.3 倍、7.2 倍、4.6 倍、和 4.2 倍。1995 年，中国火电厂煤耗为 412 克标准煤 /kWh，是国际先进水平的 1.27 倍。 由此可见，对能源的有效利用在我国已经非常迫切。作为能源消耗大户之一的 电机在节能方面是大有潜力可挖的。我国电机的总装机容量已达 4 亿千瓦，年耗电 量达 6000 亿千瓦时，约占工业耗电量的 80%。我国各类在用电机中，80%以上为 0.55-220kW 以下的中小型异步电动机。我国在用电机拖动系统的总体装备水平仅相 当于发达国家 50 年代水平。因此，在国家十五计划中，电机系统节能方面的投入将 高达 500 亿元左右，所以变频调速系统在我国将有非常巨大的市场需求。 目前，国内变频调速系统的研究非常活跃，但是在产业化方面还不是很理想， 市场的大部分还是被国外公司所占据。因此，为了加快国内变频调速系统的发展， 就需要对国际变频调速技术的发展趋势和国内的市场需求有一个全面的了解。 1.2.11.2.1 全数字化控制系统全数字化控制系统 随着计算机技术的发展，无论是生产还是生活当中，人民对数字化信息的依赖 - 3 - 程度越来越高。如果说计算机是大脑，网络是神经，那么电机传动系统就是骨骼和 肌肉。它们之间的完美结合才是现代产业发展方向。为了使交流调速系统与信息系 统紧密结合，同时也为了提高交流调速系统自身的性能，必须使交流调速系统实现 全数字化控制。 单片机已经在交流调速系统中得到了广泛地应用。例如由 Intel 公司 1983 年开 发生产的 MCS - 96 系列是目前性能较高的单片机系列之一，适用于高速、高精度的 工业控制。其高档型：8196KB、8196KC、8196MC 等在通用开环交流调速系统 中的应用较多。 由于交流电机控制理论不断发展，控制策略和控制算法也日益复杂。扩展卡尔 曼滤波、FFT、状态观测器、自适应控制、人工神经网络等等均应用到了各种交流电 机的矢量控制或直接转矩控制当中。因此，DSP 芯片在全数字化的高性能交流调速系 统中找到施展身手的舞台。如 TI 公司的 MCS320F240 等 DSP 芯片，以其较高的性能 价格比成为了全数字化交流调速系统的首选。最近 TI 公司推出的 MCS320F240X 系列 产品更将价格降低到了单片机的水平。 在交流调速的全数字化的过程当中，各种总线也扮演了相当重要的角色。STD 总线、工业 PC 总线、现场总线以及 CAN 总线等在交流调速系统的自动化应用领域起 到了重要的作用。 PWM 控制是交流调速系统的控制核心，任何控制算法的最终实现几乎都是以各 种 PWM 控制方式完成的。目前已经提出并得到实际应用的 PWM 控制方案就不下十几 种，关于 PWM 控制技术的文章在很多著名的电力电力国际会议上，如 PESC，IECON，EPE 年会上已形成专题。尤其是微处理器应用于 PWM 技术并使之数字 化以后，花样是不断翻新，从最初追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到 磁通的正弦；从效率最优，转矩脉动最少，再到消除噪音等，PWM 控制技术的发展经 历了一个不断创新和不断完善的过程。到目前为止，还有新的方案不断提出，进一 步证明这项技术的研究方兴未艾。 其中，空间矢量 PWM 技术以其电压利用率高、控制算法简单、电流谐波小等特 点在交流调速系统中得到了越来越多的应用。 1.2.21.2.2 高压大容量交流调速系统高压大容量交流调速系统 在小功率交流调速方面，由于国外产品的规模效应，使得国内厂家在价格上、 工艺上和技术上均无法与之抗衡。而在高压大功率方面，国外公司又为我们留下了 - 4 - 赶超的空间。首先，国外的电网电压等级一般为 3000V，而我国的电网电压等级为 6000V 和 10000V；其次，高压大功率交流调速系统无法进行大规模的批量生产，而 国外的劳动力成本，特别是具有一定专业知识的劳动力成本较高。 目前，研究较多的大功率逆变电路有： （1）多电平电压型逆变器 （2）变压器耦合的多脉冲逆变器 （3）交交变频器 （4）双馈交流变频调速系统。 (一)多电平电压型逆变器 日本长冈科技大学的 A.Nabae 等人于 1980 年在 IAS 年会上首次提出三电平逆变 器，又称中点箝位式逆变器。它的出现为高压大容量电压型逆变器的研制开辟了一 条新思路。 多电平电压型逆变器与普通双电平逆变器相比具有以下优点： 1. 更适合大容量、高电压的场合。 2.可产生 M 层梯形输出电压，对阶梯波再作调制可以得到很好近似的正弦波， 理论上提高电平数可接近纯正弦波型、谐波含量很小。 3.电磁干扰（EMI）问题大大减轻，因为开关元件一次动作的 dv/dt 通常只有传 统双电平的 1/（M-1） 。 4. 效率高，消除同样谐波，双电平采用 PWM 控制法开关频率高、损耗大，而多 电平逆变器可用较低频率进行开关动作、开关频率低、损耗小，效率提高。 (二)变压器耦合的多脉冲逆变器 变压器耦合的多脉冲逆变器的三电平电路中，要获得更多电平只须将每相所串 联的单元逆变桥数目同等增加即可。其优点为： 1. 不存在电压均衡问题。无需箝位二极管或电容，适于调速控制； 2. 模块化程度好，维修方便； 3. 对相同电平数而言，所需器件数目最少； 4. 无箝位二极管或电容的限制，可实现更多电平，上更高电压，实现更低谐波； 5. 控制方法相对简单，可分别对每一级进行 PWM 控制，然后进行波形重组。 当然，这种结构的不足之处在于需要很多隔离的直流电源，应用受到一定限制。 - 5 - (三)交交变频器 交交变频器采用晶闸管作为主功率器件，在轧机和矿井卷扬机传动方面有很大 的需求。晶闸管的最大优点就是开关功率大（可达 5000V/5000A） ，适合于大容量交 流电机调速系统。同时，大功率晶闸管的生产和技术功能技术相当成熟，通过与现 代交流电机控制理论的数字化结合，将具有较强的竞争力。但是交交变频器也存在 一些固有缺点：调速范围小，当电源为 50Hz 时，最大输出频率不超过 20Hz；另一方 面，功率因数低、谐波污染大，因此需要同时进行无功补偿和谐波治理。 (四)双馈交流变频调速系统 双馈交流变频调速系统的变频器功率小、功率因数可调、系统可靠性较高，因 此近来受到了许多研究人员的重视。由于变频器的功率只占电机容量的 25%，因此可 以大大降低系统的成本。但是，双馈交流变频调速系统中的电机需要专门设计，不 能使用普通的异步电机；而且受变频器容量和调速范围的限制，不具备软起动的能 力。 1.2.31.2.3 高性能交流调速系统高性能交流调速系统 V/f 恒定、速度开环控制的通用变频调速系统和滑差频率速度闭环控制系统， 基本上解决了异步电机平滑调速的问题。然而，当生产机械对调速系统的动静态性 能提出更高要求时，上述系统还是比直流调速系统略逊一筹。原因在于，其系统控 制的规律是从异步电机稳态等效电路和稳态转矩公式出发推导出稳态值控制，完全 不考虑过渡过程，系统在稳定性、起动及低速时转矩动态响应等方面的性能尚不能 令人满意。 考虑到异步电机是一个多变量、强耦合、非线性的时变参数系统，很难直接通 过外加信号准确控制电磁转矩，但若以转子磁通这一旋转的空间矢量为参考坐标， 利用从静止坐标系到旋转坐标系之间的变换，则可以把定子电流中励磁电流分量与 转矩电流分量变成标量独立开来，进行分别控制。这样，通过坐标变换重建的电动 机模型就可等效为一台直流电动机，从而可象直流电动机那样进行快速的转矩和磁 通控制即矢量控制。 和矢量控制不同，直接转矩控制屏弃了解耦的思想，取消了旋转坐标变换，简 单地通过检测电机定子电压和电流，借助瞬时空间矢量理论计算电机的磁链和转矩， 并根据与给定值比较所得差值，实现磁链和转矩的直接控制。 - 6 - 尽管矢量控制与直接转矩控制使交流调速系统的性能有了较大的提高，但是还有许 多领域有待研究： （1）磁通的准确估计或观测 （2）无速度传感器的控制方法 （3）电机参数的在线辨识 （4）极低转速包括零速下的电机控制 （5）电压重构与死区补偿策略 （6）多电平逆变器的高性能控制策略 1.31.3 展望展望 在交流调速的研究与制造过程中，硬件的设计与组装占了相当大的比重。电机 制造以及调速装置的制造需要大批的技术熟练工人，对人员的素质有一定要求。而 国外相关产业的人工成本相对较高，在近十年内，交流调速的制造业有可能向发展 中国家转移。对中国来说，这也是一个机遇，如果我们抓住这个机会，再利用本身 的市场有利条件，有可能在我国形成交流调速系统的制造业中心，使我国工业上一 个新的台阶。需要注意的是发达国家在高技术领域是不会轻易放弃的，他们非常注 意核心技术及软件的保护和保密，为此，必须加大该领域的科研与开发的力度。 - 7 - 第二章第二章 SVPWMSVPWM 基本原理基本原理 2 21 1 电压空间矢量脉宽调制法（电压空间矢量脉宽调制法（SVPWMSVPWM） 随着电力电子器件和微电子技术的迅速发展，以及高性能控制方法在交流调速 系统中的应用，交流调速系统的发展非常迅速。特别是采用了专为电机控制开发的 数字信号处理器 DSP 为核心的全数字化控制系统，为高性能的控制方法提供了可靠 的硬件环境。这种 DSP 集中了电动机控制所必须的可增加死区和灵活多变的多路 PWM 信号发生器，高速高精度 ADC，以及用于电机速度和位置反馈的编码器接口 等电路。目前国内外应用于工业生产领域的变频器，很多都把 DSP 作为控制核心， 充分利用其高速运算能力和强大的控制功能以实现高性能的变频控制。 电压空间矢量脉宽调制方法(SVPWM)为交流电机的一种控制方法，电压空间矢 量 PWM 方法和普通的正弦 PWM 方法不同，它是从电机的角度出发，把电机和逆 变器看作一个整体考虑，不简单从得到电压电流正弦出发，着眼于如何使电机获得 幅值恒定的圆形旋转磁场，即正弦磁通。其以三相对称正弦波电压供电时交流电机 的理想磁通圆轨迹为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准 圆磁通，并由它们比较的结果决定逆变器的开关状态，形成 PWM 波形。这种控制 方法称作“磁链跟踪控制” ，磁链轨迹的控制是通过交替使用不同的电压空间矢量实 现的，所以又称“电压空间矢量 PWM（space vector PWM，SVPWM）控制” 。 SVPWM 较之于 SPWM，SVPWM 在输出电压或电机线圈的电流都将产生更少 的谐波，提高了对电压源逆变器直流供电电源的利用率。提高了电压型逆变器的电 压利用率和电动机的动态响应性能，同时减少了电动机的转矩脉动，简单的矢量模 式切换更易于数字化实现。 由于该控制方法把逆变器和异步电机看作一个整体来处理，所用到的数学模型 和数字算法均很简单，便于微处理器实时控制，且具有转矩脉动小，噪声低、直流 电压利用率高、开关频率低的优点，因此目前无论在开环调速系统或闭环调速系统 中均得到广泛的应用。 - 8 - 2 22 2 电压空间矢量技术的基本原理电压空间矢量技术的基本原理 2.2.12.2.1 三相逆变器输出电压的矢量表示三相逆变器输出电压的矢量表示 图 2.1 所示电路为三相逆变器供电给异步电动机的原理图。图中有 6 个功率开 关管，当当上桥臂开关管处于 “开” 状态，下桥臂开关管处于“关”状态时，则 用“1”表示；当下桥臂开关管处于“开”状态，上桥臂开关管处于“关”状态时， 则用“0”表示。三个桥臂共有 000、001、010、011、100、101、110、111 八种开 关模式，其中 000、111 开关模式使逆变器输出电压为零，称这两种开关模式为零状 态。只要控制这些基本空间矢量的组合，同时再将零矢量合理分配，就能使瞬态输 出空间电压矢量按一定的圆形轨迹旋转。 图 0.1 三相逆变器主电路 电压源逆变器可由图 2.2 所示的 6 个开关来等效表示。如图 2.2 所示，当上桥 臂开通、下桥臂关断时，即 Sa=1 时，；当上桥臂关断、下桥臂开通时， 2 dc U U 即 Sa=0 时， 。Sc 亦同。 2 dc U U 逆变器的 8 种开关模式对应有 8 个电压空间矢量。采用坐标变换，将三相 2 3 电压变换到 d-q 轴系。 W V U ScSbSaV 2 1 3 2 （2.1） 2 3 2 WVU 式中： je j 2 3 2 1 3/2 - 9 - 通过不同的矢量组合可以合成新矢量，设相邻两个有效矢量 V1 和 Vm，零矢量 为 Vo，合成新矢量 Vout，矢量作用时间分别是 T1、Tm、To。Tpwm 是 PWM 脉宽 周期。 合成新矢量的表达式为 （2.2） pwmoutmm TVTVTVTV 0011 （2.3） pwmm TTTT 10 矢量分别投影到横、纵坐标轴，得 （2.4） cos 2 1 3 2 3 2 1pwmoutmdcdc TVTUTU 图 0.2 逆变器等效图 （2.5） sin 3 2 3 2 pwmoutindc TVTU 整理可得 SVPWM 的基本公式为 （2.6） 3 sin 2 1pwm dc out T U V T （2.7） sin 2 pwm dc out m T U V T 2.2.22.2.2 磁链轨迹的控制磁链轨迹的控制 逆变器按照所示电压依次输出给电动机供电，则电动机定子磁链矢端的运动轨 迹将是一个正六边形，而不是所希望的圆形磁场，电动机电流波形将会出现较大的 尖峰。从而改善点击电流波形和提高电力电子半导体器件的实用效率的角度考虑， 可以适当提高开关频率，这样可以利用空间矢量的线性持续时间组合使产生的磁链 轨 - 10 - )100( 0 U )110( 60 U)010( 120 U )101( 300 U)001( 240 U )011( 180 U U(000)U(111) O 图 0.3 基本空间电压矢量 迹逼近圆形。若逆变器的采样周期为 T，则有： （2.8） 321 tttT 其中 t1,t2 为某两个非零空间电压矢量在采样周期内作用的时间，t0 为零矢量作 用的时间。由积分近似公式有： （2.9） 2211 * tVtVTV V*为正弦电压设定值，V*T 为在第 k 个采样周期的磁链设定值的增量，V1t1 和 V2t2 为电压矢量 V1 和 V2 分别在各自的作用时间里所产生的磁链增量。由正弦 定理得： （2.10） )60sin( sin 120sin 2211 * tVtV TV 由此可推证： （2.11） 210 1 1 60sin )60sin( t 60sin sin t ttTt T T 式10中 为调制比； 为 V*与 V2 之间的夹角。只要调整 t1、t2、t0 的作用时 间，就可以达到变频调速的目的。此外，为了使磁链的运动速度平滑，零矢量不是 集中加入，而是将零矢量平均分成几份，多点地插入到磁链轨迹中，但作用时间和 仍为 t0，这样就可以减少电动机的转矩的脉动。 - 11 - V*T2 V2t2 V1t1 图 0.4 空间矢量的线性合成 2.32.3 SVPWMSVPWM 调制的基本原理调制的基本原理 2.3.12.3.1 基本原理基本原理 空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术是以获取圆形磁链轨迹为目的的，根据异 步电动机的运行规律，在忽略定子电阻影响的情况下，磁链矢量表现为定子电压矢 量对时间的积分。也就是说,磁链矢量的顶端始终指向定子电压矢量与作用时间的乘 积的和矢量的终点。在采用三相逆变器对异步电机供电时，根据逆变器的工作原理 可以知道，逆变桥共有 8 种状态。若将逆变器的 8 种状态用电压空间矢量来表示， 则形成 8 个离散的电压空间矢量。 O s U s U s U s s s 图 2.5 磁链空间矢量与电压空间矢量的运动轨迹 每两个工作电压矢量在空间的位置相隔 60 度，矢量的长度为常值，其中 000、111 对应的矢量称为零矢量，各矢量关系如图 1 所示。当异步电动机由正弦波 供电时，形成的定子电压空间矢量是幅值不变、旋转的连续定子电压空间矢量，定 子电压空间矢量顶点形成的轨迹是圆形；由于定子磁链空间矢量表现为定子电压矢 量对时间的积分，所以定子磁链空间矢量也是幅值不变、相位旋转的定子磁链空间 矢量，定子磁链空间矢量顶点形成的轨迹也是圆形。此时，定子电压空间矢量超前 定子磁链空间矢量 90 度，可以视为定子电压空间矢量拉动定子磁链空间矢量连续地 - 12 - 旋转，如图 2 所示；但是当异步电动机由常规六拍阶梯波逆变器供电时，形成的定 子电压空间矢量却是幅值不变、旋转的离散电压空间矢量，也就是只有 6 个有效电 压空间矢量，如果每一个有效电压空间矢量在一个周期内作用 1/6 的时间，则形成 的旋转磁链矢量顶点轨迹则是正六边形，与圆形磁链顶点轨迹相差甚远。为了获得 更多边形或者逼近圆形的旋转磁场，则必须通过线性组合法使得在每个 1/6 周期期 间内出现更多的电压空间矢量。就是利用有限个（8 个）离散的电压矢量组合成无数 个连续的电压矢量。如图 3 所示，任意一个连续电压矢量都可以有附近的两个离散 电压矢量合成。 out U 60 2 U T T p 0 1 U T T p 0 U 60 U 图 2.6 电压空间矢量的线性组合 1. 的确定 21 TT 与 任意连续电压空间矢量可以表示为： out U tV tV U m m out sin cos )2/3( 这里，为相电压的峰值；六个有效电压空间矢量可以表示为： m V x x U V V U dc s s x sin cos 为直流母线电压，为六个离散值。任意 dc Ux 300240180120600 时刻的都可以有和来等效合成，于是有下列等式： out U x U 60x U （为载波周期） 60 21 x p x p out U T T U T T U p T - 13 - 为计算方便，令，进一步推导： p T T t 1 1 p T T t 2 2 （2.12） 21 )60sin( )60cos( sin cos sin cos 2 3 t x x Ut x x U t t V dcdcm 从这个公式可以看出，改变就可以改变电机的相电压，改变就可以改变电 m V 机的转速。变压变频调速要保持气隙磁通恒定，因此需要电压频率协调变化。在额 定转速以下，电压频率之比为一定值，所以 maxmax max VkV V V p nn m 为相电压的最大值，为额定频率；为给定频率， 为给定频率时相 max V n m V 应的电压值；并且已经最大相电压与直流侧的电动势为，则 max VE3/ dcm UV ，定义为调制度，。3/ maxdcppm UkVkV p k10 p k 式（2.12）可以整理如下： 21 )60sin( )60cos( 3 2 sin cos 3 2 sin cos t x x t x x t t kp （2.13） 对式（2.13）进行求解可以得出： )sin( )60sin( 2 1 xtkt txkt p p （2.14） 式（2.14）求出了电压矢量作用时间的相对值，只要知道载波周期就可以求 p T 出电压矢量的作用时间。 21 TT 与 2.3.22.3.2 SVPWMSVPWM 开关模式开关模式 表 1 给出了硬件开关模式的开关顺序表，在 TMS320LF2407DSP 的事件管理器中 有专门的硬件(空间矢量状态机)来支持此方法，只需把主矢量填入比较方式控制寄 存器(ACTRA/B)中的基本空间矢量位、把主辅矢量的作用时间填入比较单元的 21 TT、 - 14 - 比较寄存器(CMPR1、CMPR2/ CMPR4、CMPR5)，就可以实现 SVPWM。 这种开关模式可以用表示，这里 x xx x UUUUUU 60 000/111000/111 60 可以为，以为例，可以画出硬件开关模式x 300240180120600 0x 下的开关序列和逆变器三相电压波形，如图 4。通过表 1 和图 4 可以看出，主辅矢 量作用时间的顺序不用改变就可以满足开关损耗最小原则。 表 1 硬件开关模式确定的开关顺序表 Sect or x xx x UUUUUU 60 000/111000/111 60 1 10 0 11 0 11 1 11 1 11 0 10 0 2 11 0 01 0 00 0 00 0 01 0 11 0 3 01 0 01 1 11 1 11 1 01 1 01 0 4 01 1 00 1 00 0 00 0 00 1 01 1 5 00 1 10 1 11 1 11 1 10 1 00 1 6 10 1 10 0 00 0 00 0 10 0 10 1 a b c 1 2 1 T 2 2 1T 0 2 1T p T 2 1 1 2 1 T 2 2 1T 0 2 1T p T 2 1 (100)(100) (110)(110)(111) (111) 图 2.7 硬件开关模式下开关序列 - 15 - 2.3.32.3.3 SVPWMSVPWM 硬件方法决定开关模式的软件设计硬件方法决定开关模式的软件设计 软件设计由主程序和中断服务程序组成。主程序完成系统初始化设置和等待中 断，初始化流程设置比较控制寄存器COMCONA、全比较动作控制寄存器ACTRA、 死区控制器存器DBTCONA、通用定时器的控制寄存器T1CON，并根据调制周期设 置通用定时器1的定时周期寄存器T1PR。图5是硬件开关模式下的中断服务子程序， 硬件开关模式在根据式（2.14）确定，之后，利用sector设置比较方式控制寄存 1 t 2 t 器(ACTRA)中的基本空间矢量位，只需设置两个比较寄存器。因此硬件开关模式下 SVPWM实现比较简单。 现场保护 ttt 确定sector、x 设置CMPR1 、CMPR2 恢复现场、等待下一周期 利用sector设置ACTRA 利用式（3）确定t1、t2 图2.8 硬件开关模式下的中断服务子程序 2.42.4 SVPWMSVPWM 波的生成波的生成 只要给定输出频率、输出线电压、直流母线电压后，就可以生成 SVPWM，步 骤如下。 1连续不断地合成新的矢量，就能令电机产生圆形的磁场。新矢量的角度递增 关系为 pwm T - 16 - （2.12） 式中：角频率 f/2 ，f 是输出频率。 2. 根据角度 a 落在 6 个不同区间，选择不同的有效矢量 V1 和 Vmo。 3. 有效矢量 V1 和 Vm 作用的先后次序，决定磁场的旋转方向，最终决定电机 是正转或反转。 4. 根据 SVPWM 生成方案，交由 SVPWM 状态机计算，得到计算结果。 - 17 - 第三章第三章 系统方案及硬件设计系统方案及硬件设计 3.13.1 系统方案系统方案 异步电机变频调速系统硬件框图如图 3.1 所示。系统主要由主电路模块和控制 模块两部分组成。主电路采用交直交电压型逆变电路，主要由整流电路、滤波 电路及智能功率逆变电路组成，逆变电路则由 IPM 模块来完成。控制电路以 DSP 为 核心，完成 SVPWM 算法，实现人机交互功能，同时，DSP 还监控整个系统的运行 状态，当系统出现故障时，DSP 封锁 PWM 输出信号，防止发生故障而烧坏器件， 确保系统的安全运行。 图 0.1 系统硬件图 本系统采用 TMS320LF2407A，它是 TI 公司专为工业控制和电机控制推出的系 列产品。这款 DSP 将实时处理能力和控制器的外设功能集于一身。有如下特性：灵 - 18 - 活的指令系统；高速的运算能力；大容量的存储能力；有效的性能价格比。主要应 用领域包括：工业电机驱动；逆变电源；功率转换器和控制器；汽车系统；仪表和 压缩机电机控制；机器人和计算机数字控制机械。 TMS320LF2407A 具有 2 个事件管理器；32 位中央算术逻辑单元；32 位累加器； 16 位16 位乘法器；3 个比例移位器；间接寻址用的 8 个 16 位辅助寄存器和辅助算 术单元；4 级流水线操作；8 级硬件操作；6 个可屏蔽中断；544 字的片内 DARAM 和 2K 字的片内 SARAM；32K 字片内 FLASH 程序存储器；64K 程序存储空间； 35.5K 数据存储空间；I/0 空间 64K。此外还有功能强大的外设：串行通信接口 SCI；串行外围接口 SPI；CAN 总线控制器；事件管理器 EV；A/D 转换器；看门狗 WD。 TMS320LF2407A 芯片是通过 3 条总线实施指令读取、泽码、取操作数、执行 指令等操作。 TMS320LF2407A 中有两个事件管理器 EVA 和 EVB，它们都有一特殊硬件 SVPWM 状态机器件。因此 2407A 具有两个 SVPWM 状态机。 本系统采用 EVA，利用 2407A 内部自带的 SVPWM 状态机生成波形。 3.23.2 主电路设计主电路设计 本系统采用交直交电压型逆变电路，主电路的额定容量为 200W，主要由 整流电路、滤波电路及逆变电路组成。选取整流桥为 KBJ10A-10(即 10A，1000V)， 整流后的直流电压 Udc=1.2Ul。主电路工作时，因为智能功率模块 IPM 的开关频率 很高，开关动作时会在直流侧产生电流突变，由于主电路分别电感的存在，在 IPM 模块内部的 IGBT 的集电极和发射极以及直流母线上会出现浪涌电压，不但影响逆 变器的工作，还会损坏 IGBT，因此需要在逆变桥上加上一个吸收缓冲电路，图 0.1 中的电容 C2 和电阻 R2 就是一个吸收缓冲电路。C2 为无极性电容，R2 为无感电阻， 二者接线时应尽量靠近 IPM 的直流进线端，减少电感可能引起的震荡。 逆变电路由智能功率模块 IPM 来完成，这里选用三菱公司的智能功率模块 IPM，选取额定电流 20A、耐压 600V 的 IPM 模块:PM20CTM060。其内部结构如图 3.2 所示。IPM 供电电压为四组+15V 电源。它有过流、过热、欠压、短路四种保护。 有故障时，IPM 低电平输出电流为 10mA，宽度为 1.8ms 的脉冲信号，由于其内部的 保护并不是针对反复出现的故障，所以一旦输出故障信号 FO，系统必须马上做出反 应，停机检查，否则循环输出故障信号容易打坏模块。智能功率模块的选用，大大 - 19 - 减少系统的体积，提高了系统的性能和可靠性。 图 0.2 IPM 内部结构图 3.33.3 PWMPWM 驱动电路驱动电路 以 u 相上桥臂为例，其驱动接口电路如图 3.3 所示，由于驱动电路控制电压是 5V，而 DSP 输出的 PWM 脉冲电压幅值是 3.3V，因此需要进行电平转换，本设计采 用电平转换芯片 74LVC4245 实现从 3.3V 到 5V 的转换。光耦采用高速光耦芯片 TLP521，在光耦的输入端接入限流电阻 R7，防止电流过大烧坏光耦，在 IPM 的控 制信号输入端连接上拉电阻 R1R6，以防止由于 du/dt 的作用而产生误动作。 - 20 - 图 0.3 PWM 驱动电路 3.43.4 故障保护电路故障保护电路 当 IPM 的 FO 引脚输出低电平脉冲，经光电耦合后把 DSP 的 PDPINTA 引脚也 拉为低电平，此时所有的 PWM 输出管脚都呈高阻状态。同样，它与 DSP 的接口电 路也需要进行电平转换，这里采用电阻分压的方式，具体接口电路如图 3.4 所示。 还设计有蜂鸣器报警电路，当故障信号输出时，蜂鸣器报警，提醒操作者第一时间 做出反应，防止故障循环输出。 图 0.4 FO 故障输出信号触发电路 键盘和液晶 本实验平台的键盘输入采用