高频软开关弧焊电源毕业论文.doc

摘要本文在分析了弧焊电源发展历程和研究现状以后，结合开关电源的基本原理，设计了输出为300A的高频软开关弧焊电源。应用全桥零电压脉宽调制软开关电路作为主电路拓扑设计了该变换器的主电路，实现对输出电流的调节，解决了传统弧焊电源开关损耗大、对电网造成污染较大等缺点。在该电路拓扑的基础上，基于UC3875的移相控制技术，根据焊接时所需的要求以及主电路对驱动电路的要求设计了控制电路。控制电路采用了电流闭环PI调节系统，以满足焊接时对电源特性方面的需求。设计了输入过欠压、输入过流保护电路、IGBT过热以及IGBT的缓冲保护电路，解决了弧焊逆变器可靠性低的缺点。 关键词 软开关 逆变电源 UC3875 移相控制Abstract Based on the analysis of the arc welding process development and research status, the switching power supply with the basic principles Design of the output of 300 A high-frequency soft-switching welding power source. Application of full-bridge zero-voltage pulse width modulation circuit as a soft-switching circuit topology design of the converter circuit. Implementation of the output voltage and current regulation to solve the traditional arc welding power source switching loss, Pollution from the large power grids and other shortcomings. In the circuit topology and based on the UC3875 Phase-control technology, Under the welding requirements for a pair of main circuit and driver circuit design requirements of the control circuit. Control circuit used PI current loop control system to meet the welding characteristics of the power demand Design of input undervoltage off, the importation of overcurrent protection circuit, IGBT overheating and IGBT protection buffer circuit solved the welding inverter low reliability shortcomings. Key words: soft-switch; inverter power Bourse; UC3875; phase-shift. 目录摘要IAbstractII第一章 绪论11.1 逆变弧焊电源的特点11.2 逆变弧焊电源的发展状况11.3 本课题设计方案及研究目标4第2章 主电路设计52.1 输入整流滤波电路设计62.1.1 熔断器的选择62.1.2 滤波电路的设计62.1.3 输入整流管的选择72.1.4 输入滤波电容72.2 移相控制ZVS PWM DC/DC变换器工作原理92.2.1 主电路拓扑分析92.2.2 主电路拓扑ZVS的实现152.3 逆变电路的设计162.3.1 主功率管IGBT的容量计算172.3.2 谐振电感的计算172.4 高频脉冲变压器的设计182.5 输出滤波电路的设计222.5.1 输出整流二极管的选择222.5.2 输出滤波电感232.5.3 输出滤波电容的选择24第3章 控制电路的设计253.1 移相控制芯片的设计263.1.1 振荡频率的设定及同步273.1.2 死区的设置273.2 反馈电路的设计28第4章 驱动电路设计30第5章 保护电路的设计315.1 过流保护电路的设计315.1.1 输入过流保护315.1.2 IGBT过流保护315.2 过、欠压保护电路的设计325.2.1 输入过、欠压保护电路的设计325.2.2 IGBT过压保护电路335.3 过热保护电路的设计34第6章 辅助电源的设计35结论36致谢37参考文献38附录140附录24449第一章 绪论1.1 逆变弧焊电源的特点随着当代科学技术的飞速发展和制造工艺的不断提高，在机械结构中，越来越多的采用了焊接技术，“以焊代铸”、“以焊代锻”等工艺手段获得了广泛的应用，融合各种工艺优点的混合制造工艺也得到了长足的发展。同其他加工工艺相比，焊接技术具有设备结构相对简易，现场性好，适应于各种不同的工作条件等优点，在解决航天、水下、低温等应用领域的特殊需要时有突出的优势，但也对焊接设备提出了更高的要求。同时，新材料的不断研制和投入商业应用，也迫切需要采用适合该种材料焊接性的新型焊接设备且设备研制周期越短好。因此，研究焊接设备，尤其是其核心焊接电源的研究方法同开发新型焊接设备同等重要。弧焊逆变器对焊接工艺性能的改善很大，传统的弧焊电源均采用工频来传递电功率和变换电参数，而弧焊逆变电源则把工频电提高到几千至几十万赫兹进行电能传输和变换，因此，弧焊电源的结构和性能有了很大变化，形成了弧焊逆变器高效、轻巧、性能优良的特点1。逆变弧焊电源具有优越的技术经济指标，因而成为了弧焊电源最具有发展前途的方向。归纳而言，主要有如下优点：（1）重量轻，体积小，没有工频变压器，节约铜、铁等材料，提高了灵活机动性；（2）高效节能，由于现在普遍采用软开关技术，PFC 技术也正在研究开发中，总体而言，逆变焊机具有较低的损耗和较高的功率因数；（3）性能优良，响应时间为毫秒级，控制速度快，可方便的根据需要设计出合适的外特性。正是由于逆变弧焊电源的上述优点，使其在上世纪 80 年代出现以来，受到了各国的高度重视。在我国也掀起了逆变焊机研制高潮，并于上世纪 90 年代开始投放市场，但人们很快发现逆变焊机返修率很高，其可靠性还有待进一步提高。但是从长远来看，逆变弧焊电源是弧焊电源的发展方向。只是由于逆变电源发展时间还不长，其技术还有待于继续成熟和完善。1.2 逆变弧焊电源的发展状况现代逆变技术之所以得到如此广泛的应用，是因为其具有诸多优越性：它能明显减小用电设备的体积和重量，节省材料；高效节能，减小功率损失，并具有较大的功率因素；动态响应快，控制性能和电气性能好等优点。将逆变技术应用于焊接电源，为焊接设备的发展带来了革命性的变化。焊接逆变电源与工频焊接电源相比节能 20%30%，效率可达80%90%，体积小，重量轻，整机重量和材料消耗大幅度减小。另外，其良好的响应和控制性能为焊接过程控制提供了良好的基础。因而其具有巨大的发展空间和市场潜力。作为逆变技术的先决条件，电力电子器件的快速发展为现代逆变技术奠定了良好的基础，并为不同的逆变应用场合提供了不同的元器件支持。近年来，功率器件IGBT发展较快，它是 MOSFET与GTR的复合器件，既具有MOSFET的工作速度快、输入阻抗高、驱动电路简单的优点，又包含了GTR的载流量大、阻断电压高等优点，其工作频率范围可以从几K几十K，所以，IGBT很适合中等功率电源的应用，是作为焊机电源的较好的开关器件。目前在各发达工业国家，逆变焊机已相当普遍，手工电弧焊、TIG焊、MIG/MAG焊已广泛采用逆变电源。据有关资料统计报道，美国整流焊机的16%、日本气保焊机的41%和整流焊机的32%均已采用逆变式焊机。目前，美国的米勒、日本的松下、富士、芬兰的肯比等焊接设备公司均能生产成熟的可供商业出售的IGBT焊机产品。我国逆变焊机的研究开发起步于20世纪70年代末期。1982 年，成都电焊机研究所开始研制晶闸管逆变式弧焊整流器，并于次年研制出我国第一台商业化的ZX7-250逆变式弧焊电源，当年通过该项目的部级鉴定。80年代末期，各大高等院校、科研单位、生产厂家先后投入生产了各种容量的晶体管逆变焊机、场效应管逆变焊机、IGBT逆变焊机等一系列产品。其中，不少乡镇企业和个体企业也通过技术转让等方式参与其中。从1994年起，全国范围内掀起了新一轮的逆变焊机热潮，并取得了可喜的成果。经过几十年的技术发展，我国逆变焊接电源的可靠性已经有了相当的保障，产品的性能也在不断的提高，市场份额逐年增加。而我国的逆变焊机产品主要集中在弧焊领域，产品种类大多局限于手工焊机与TIG焊机，焊机结构也相对简单，焊机潜力也不能得到充分发挥，高端市场仍被国外产品所占领2。逆变技术在弧焊设备中的应用，为电阻焊逆变电源提供技术参考，发展逆变式点焊机的条件已日臻成熟。从国际范围看，逆变式点焊机出现于20世纪80代中期。之后，日本、美国等国家先后推出逆变式电阻焊机产品，并应用于汽车、家电、电子行业，并建立了以逆变点焊机器人为主的汽车车身焊装线，使逆变式电阻点焊机进入实际应用阶段。如韩国TAESUNG 公司的系列产品 TST-105、TST-300和TST-5000等。国内虽在逆变弧焊领域比较成功，但在电阻焊领域，该项技术的优点还未得到发挥，仍有待于进一步的研究与开发。在这方面国内研究工作开展较早的单位有华南理工大学、上海交通大学、吉林工业大学和成都电焊机研究所等等。弧焊逆变技术发展方向:1.沿 20 KHz的技术路线开发研制50KHz、100KHz级的弧焊逆变器。1993年埃森博览会上首次展出了1台100KHz,额定电流130,重量仅4Kg的弧焊逆变器样机,它标志着国际上100KHz级的弧焊逆变器开始从实验室走向生产车间。2.探讨旨在降低电力电子器件开关功耗,提高开关频率的零电压,零电流开关(软开关)技术,其中包括电路拓扑结构和工程实现。高频(110MHz)谐振开关技术,包括准谐振式和多谐振式零电压、零电流技术,是近10年来国际电力电子领域研究的热点。目前在110MHz,实验室已达数百瓦水平;在100KHz级达几千瓦水平。对高频谐振软开关技术在数百KHz以上才能充分显示其巨大的优越性,由于器件、材料和技术上的原因,在今后较长的一段时间内,弧焊逆变器依然以硬开关技术为主,但软开关技术也将愈来愈多地得到开发和应用。3.研制和生产大容量的逆变式焊机。为适应市场的需求,厚大工件焊接需要 10002000A的逆变式埋弧焊机(单、双丝,带状电极等)、大功率等离子喷涂逆变器和电阻焊机等等。国内外正在研制和生产大容量的逆变焊机。在国内,1000A、1250A的埋弧焊逆变器和60KVA以上的等离子喷涂逆变器已有样机,而且容量还在不断增大。4.研制和生产智能控制的逆变式焊机。为适应高质量、高性能和焊接工作的市场需求,愈来愈多地研究开发和生产智能控制的逆变式焊机,其中包括为了大幅度减少2焊飞溅的波形控制和模糊控制技术,人工神经网络技术、自动跟踪技术等等。采用波形控制和模糊控制技术的逆变式焊机,在日本、美国、法国等国已有批量产品,我国已有研究开发成果和样机。为了减少人为因素对焊接操作和质量的影响,人们还正在研制象傻瓜相机那样操作的逆变式焊机。5.研究功率因数校正和减少电网谐振干扰。目前逆变式焊机的输入整流滤波单元都采用不可控二极管整流和大容量滤波电容,它会产生交变的严重非正弦化和窄脉冲电流,导致有的逆变器功率因数很低,如半桥式焊机只有 0.65 左右,随着逆变式焊机的日益推广应用,电网谐振问题变得愈来愈严重,因而改善输入电流波形和提高功率因数已成为重要的课题,特别是对三相和中大功率的逆变式焊机需要进一步开展功率因数校正和减少电网谐振波干扰的研究。综上可知，逆变焊机的发展前景十分广阔，但其研究的工作量很大，要消耗大量的人力财力，周期较长，而且对于不同的结构参数，其设计过程在很大程度上雷同，致使开发工作在很大程度上变成了重复劳动，所以，本着改善上述劣势的观点出发，应对设计开发过程本身做出调整。1.3 本课题设计方案及研究目标设计指标：输入交流电压： 380V10%，50Hz额定焊接电流Ie： 300A参数调节范围： 20A-300A空载电压V0: 60V开关频率fs: 20KHz设计方案如图1-1所示。图1-1 焊接电源结构框图逆变器主电路中，大功率开关元器件采用绝缘栅双极性晶体管（IGBT）的逆变焊机控制系统研究。所研制的逆变焊机控制系统，其对应控制的主电路为全桥式逆变结构，频率为20KHz。在不改变逆变主电路的情况下，研究和设计控制控制系统电路。通过对研究对象的分析和设计，设计的弧焊电源应具有以下基本功能：1.向逆变焊机主电路开关管IBGT提供所需的前后沿陡峭、相位差180o、对称的脉冲列；2.能够控制控制输出弧焊工艺所要求的电气性能（外特性、动态性和波形）；3.具有过流、过热和过、欠压等故障诊断和处理功能；4.能够获得需要的输出电压、电流及调节范围；5.具有较强的抗干扰能力；6.实现移相PWM零电压开关；实现电压的软启动和软关断。第2章 主电路设计主电路原理图如图2-1所示。图2-1主电路原理图图2-1中，F101F103是熔断器，U101是光耦合器，R109和R110输出电压检测的分压电阻,J101是霍尔电流传感器,用来检测输出电流。2.1 输入整流滤波电路设计输入整流滤波电路原理图如图2-2所示。图2-2 输入整流滤波电路原理图2.1.1 熔断器的选择如图2-2所示，F101F103为熔断器。1.熔断器的额定电压：V （2-1）式中：1.5 - 额定电压安全系数 - 输入电压最大值，这里取420V2.熔断器的额定电流：A （2-2）式中：1.5 - 额定电流安全系数 - 输入电流最大值，这里取30A 所以，选择额定电流为45A，额定电压为630V的熔断器。2.1.2 滤波电路的设计图2-2中，C201C209，L201L203为滤波电路。其中L201L203为共模扼流圈，可以消除共模干扰，其电感量一般取几毫亨至几十微亨，视电磁干扰滤波器的额定电流而定。C201C209为滤波电容器，C201C206采用薄膜电容器，容量范围大致是0.010.47F，主要用来滤除串模干扰。C207C209宜选用陶瓷电容器，容量范围是22004700pF，能有效地抑制共模干扰。2.1.3 输入整流管的选择图2-2中，D201D206组成了输入整流电路。1.整流管的额定电压整流管的反向峰值电压应大于实际承受的最大反向电压，并留有一定的余量，即： =(2-3) .。其中.为整流管承受的最大反向电压。对于桥式整理电流.=，所以V （2-3）式中: - 整流管额定电压 2 - 表示2倍的安全裕量 1.1 - 网压波动裕量2.整流管平均电流选择整流管额定电流有效值大于实际通过管子的电流有效值，并留有余量 =（1.5-2），而三相桥式整流管额定电流有效值与平均值的关系是 =2.4 ，所以， (2-4)式中: -整流管额定电流平均值 -流管额定电流有效值 =47.5A，故 =38.6A所以三相整流桥采用6RI100G-1200，其额定电流为100A,额定电压为1200V。2.1.4 输入滤波电容图2-2中，电容C110和C111共同组成了输入滤波电容。三相380V/50Hz的交流电经过全桥整流后得到脉动的直流电压，输入滤波电容用来平滑这一直流电压，使其脉动减小。的选择是比较关键的。如果太小，直流电压的脉动就会比较大。为了得到所要求的输出电压，需要过大的占空比调节范围和过高的控制闭环增益；同时，直流电压的最小值）也比较小，要求高频变压器原副边匝数比变小，导致开关管的电流增大，输出整流二极管的反向电压增大。如果太大，其充电电流脉冲宽度变窄，幅值增高，导致输入功率因数降低，EMI增加，过高的输入电流（有效值）使得输入整流管和滤波电容的损耗增加：同时，电容过大，成本也会增加。线电压有效值：380V10%=342418V线电压峰值： 484591V整流滤波后直流电压的最大脉动值: =4847%=34V整流滤波后直流电压: 450591V为了保证整流滤波后的直流电压最小值符合要求,每个周期所提供的能量约为: (2-5)式中:-每个周期所提供的能量 -输入功率 -最小频率 -总功率 -额定效率每半个周期输入滤波电容所提供的能量为: (2-6)式中:-每个周期所提供的能量-输入滤波电容-最小线电压峰值-直流电压最小值因此输入滤波电容容量为: (2-7)式中:-输入滤波电容-每个周期所提供的能量-最小线电压有效值-直流电压最小值可选用两个的电容串联使用。 2.2 移相控制ZVS PWM DC/DC变换器工作原理2.2.1 主电路拓扑分析设计采用的主电路拓扑如图2-3所示。图2-3 主电路拓扑图23中，外接并联电容C112与VT1的分布电容共同组成了C1；外接并联电容C113与VT3的分布电容共同组成了C3；外接并联电容C116与VT2的分布电容共同组成了C2；外接并联电容C117与VT4的分布电容共同组成了C4；为了简化，主拓扑中忽略励磁电感、绕线电感和外加电感器件L104；电感L105即为输出电感，D114,D115为输出二极管DR1,DR2。图中如C114、R105、D109构成的是IGBT保护电路，保护电路设计中再具体分析。经过简化得到如图2-4中的ZVS全桥变换器。图2-4移相控制ZVS PWM 全桥变换器在中大功率场合一般采用全桥变换器，全桥变换器的控制方式较多，目前研究得比较多的控制方式为移相控制方式。在这种控制方式下，全桥变换器可以实现零电压开关、零电压零电流开关和零电流开关三种软开关方式。本章分析移相控制零电压开关PWM DC/DC全桥变换器，其利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容来实现开关管的零电压开关，其电路结构及主要波形如图2-4所示。其中D1D4分别是VT1VT4的内部寄生二极管，C1C4分别是VT1VT4的寄生电容或外接电容。是谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成1800互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。VT1和VT3分别超前于VT2和VT4一个相位，称VT1和VT3组成的桥臂为超前桥臂，VT2和VT4组成的桥臂为滞后桥臂。图2-5 ZVS PWM全桥变换器波形图在一个开关周期中，移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器有12种开关模态，在分析之前作出如下假设：（1）所有开关管、二极管均为理想器件；（2）所有电感、电容和变压器均为理想原件；（3），；（4）,是变压器原副边匝比。1.开关模态0 时刻 参考图2-6（a）在时刻，VT1和VT4导通。原边电流流经VT1谐振电感、变压器原边绕组以及VT4。整流管DR1导通，DR2截止，原边给负载供电11。 图2-6（a） 图2-6 （b）2.开关模态1 参考图2-6（b）在时刻关断VT1，原边电流从VT1中转移到和支路中，给充电，同时被放电。在这个阶段里谐振电感和滤波电感是串联的，而且很大，可以认为近似不变，类似于一个恒流源。电容的电压从零开始线性上升，电容的电压从开始线性下降，因此VT1是零电压关断。和、的电压的表达式分别为： (2-8)式中：-在时刻高频变压器原边电流 -高频变压器原边电流最大值 (2-9)式中：-超前桥臂并联电容值 (2-10)式中：-输入电压在时刻，的电压下降到零，VT3的反并二极管自然导通，开关模态1结束。该模态的时间为： (2-11) 图2-6（c） 图2-6（d）3.开关模态2 参考图2-6（c）导通后，将VT3的电压箝在零位，此时开通VT3，则VT3是零电压开通。虽然这时候VT3被开通，但VT3并没有电流流过，原边电流由流通。VT3和VT1驱动信号之间的死区时间，即 (2-12)式中：-死区时间在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流，即 (2-13)式中：-在时刻输出电感上的电流 -高频变压器变比在时刻，原边电流下降到。4. 开关模态3 参考图2-6（d）在时刻，关断VT4，原边电流转移到和中，一方面抽走上的电荷，另一方面同时又给充电。由于和的存在，VT4的电压是从零慢慢上升的，因此是零电压关断。此时,的极性自零变为负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管导通，副边绕组中开始流过电流。由于整流管和同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，直接加在谐振电感上，因此在这段时间里实际上谐振电感和、在谐振工作。 在时刻，的电压上升到，自然导通，结束该开关模态。 图2-6（e） 图2-6（f）5.开关模态4 参考图2-6（e） 在时刻，自然导通，将VT2的电压箝在零位，此时就可以开通VT2，VT2是零电压开通。VT2和VT4驱动信号之间的死区时间 虽然此时VT2已开通，但VT2不流过电流，由流通，谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压加在谐振电感两端，原边电流线性下降。 (2-14)式中：-谐振电感到时刻，原边电流从下降到零，二极管和自然关断，VT2和VT3中将流过电流。开关模态4的持续时间为： (2-15)6.开关模态5 参考图2-6（f）在时刻，原边电流由正方向过零，并且向负方向增加，经流VT2和VT3。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端电压是电源电压，原边电流反向线性增加。 (2-16)到时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流值，该开关模态结束。此时，整流管关断，流过全部负载电流。开关模态5的持续时间为： (2-17)图2-6（g）7.开关模态6 参考图2-6（g）在这段时间里，电源给负载供电，原边电流为： (2-18)因为，式16可简化为下式： (2-19)在时刻VT3关断，变换器开始另一半个周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。2.2.2 主电路拓扑ZVS的实现1.实现ZVS的条件由上节分析可以知道，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量用来：（1）抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷；（2）给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电；（3）抽走变压器原边绕组寄生电容上的电荷。也就是说，要实现开关管的零电压开通，必须满足下式： （）(2-20)2. 超前桥臂实现ZVS超前桥臂容易实现ZVS。在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感是与谐振电感串联的，此时用来实现ZVS的能量是和中的能量。一般说来，很大，在超前桥臂开关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源。这个能量很容易满足式2-20。3. 滞后桥臂实现ZVS滞后桥臂要实现ZVS比较困难。在滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其流通路径由逆变桥提供；另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有关系。此时来实现ZVS的能量只是谐振电感中的能量，如果不满足(式2-21)，那么就无法实现ZVS。 （2-21）由于输出滤波电感不参与滞后桥臂ZVS的实现，较超前桥臂而言，滞后桥臂实现ZVS就要困难得多，因为谐振电感比输出滤波电感要小得多。4. 副边占空比的丢失副边占空比的丢失是PS ZVS PWM全桥变换器中一个重要的现象。所谓副边占空比丢失，就是说副边占空比小于原边的占空比，其差值就是副边占空比丢失： （2-22）产生副边占空比丢失的原因是：存在原边电流从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流的时间，即图1中的和时段。在这段时间里，虽然原边有正电压方波（或负电压方波），但原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，其两端电压为零。这样副边就丢失了和这部分电压方波，在图2-5中，阴影部分就是副边丢失的电压方波。这部分时间与二分之一开关周期的比值就是副边的占空比丢失，即 （2-23） （2-24） （2-25）从（式2-30）中可以知道：（1）越大，越大；（2）负载越大，越大；（3）越低，越大。2.3 逆变电路的设计逆变电路原理图如图26所示。图2-6逆变电路原理图2.3.1 主功率管IGBT的容量计算图2-6中VT1VT4，为主功率管IGBT。1.额定电压 由前边已经知道，功率开关管一般高于直流母线电压2倍。整流滤波后的直流母线电压最大值为591 V，所以额定电压可选取为1200V。 2.额定电流变压器原边电流最大值为：A （226）式中：输出电流最大值，其值为300A；高频变压器变比，其值为8。因此要考虑到工作余量，额定电流至少为A可选用最大电流值为75A的功率开关管。综合上面对额定电流和额定电压的要求，主开关管可选VDI75-12S3,其集射间的额定电压为1200V,最大集电极电流为75A。2.3.2 谐振电感的计算变压器原边的谐振电感包括原边漏感、励磁电感、绕线电感和为增加谐振电感量而有意加入的电感器件: (227) 在一个半桥切换的最大切换时间内，存贮在谐振电感中的能量必须和使谐振电容完全充电、放电所需能量相等或稍大，可得式 (228)式中：谐振电感；高频变压器原边电流；谐振电容；整流滤波后的直流电压。由上式可计算出的最小值，而可以通过相关仪器测量出，综合两者，得出所需的谐振电感值。2.4 高频脉冲变压器的设计高频变压器示意图如图27所示。图27 高频变压器示意图为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边比应尽可能的大一些。为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压选择。选择副边的最大占空比为,则可计算出副边电压最小值为： （2-29）式中:-副边电压最小值-是输出电压最大值-输出整流二极管的通态压降-输出滤波电感上的直流压降所有电压的单位均为(V)。由于空载电压55V65V，取为65V, 这里取0.47，则算得140.4V。1.原副边匝数比=450V，根据下列计算公式： （2-30）式中:-原副边匝数比-最低输入电压-副边电压最大值取=4 较合理2.铁芯材料选取主电路中由于高频变压器初级直接与开关管相连，其漏感引起的尖峰电压对开关管的安全工作有很大威胁，因此，高频变压器的性能是至关重要的，而其性能又是由磁芯材料及绕制工艺决定的。对于工作频率为25KHz的变压器主要考虑其漏感和励磁电流的影响，工作时不能使变压器饱和，否则励磁电流会大大增加。一般选择高频磁芯材料有以下几点特殊要求：在工作频率下，铁损要尽可能小；磁芯材料饱和磁通密度要高，电阻率要大；随着温度升高，饱和磁通密度下降要慢。用于弧焊变压器的磁芯材料主要有超薄硅钢片、软磁铁氧体、非晶和微晶合金。它们之间的性能比较见表2-1. 名称规格饱和磁感应强度BS(T)铁损W/Kg制磁密度r/Hc矫顽磁力r/Bs电阻率（Ucm）临界磁滞伸缩系数s10-6硅钢片D332.01.541040.3247-10铁氧体MXO-20000.4171040.7511053000非晶态Fe80B201.60.44321040.7714531表2-1 不同磁芯材料主要性能指标对照由表可知，超薄硅钢片的饱和磁通密度高，使用厚度极薄的硅钢片可以降低涡流损耗，但很不经济，且其电阻率太低，高频使用时铁损仍然较大，不宜用于高频变压器:铁氧体的电阻率非常高，高频铁损小，磁滞损耗小，价格低，缺点是饱和磁通密度低，温度系数大，易脆裂，工作频率为20-30KHz，在IGBT和MOSFET弧焊逆变器中多被选用作为铁心材料;非晶态合金的饱和磁通密度高，导磁率高，磁滞回路狭窄，机械强度高，热稳定性能好，高频损耗比铁氧体还要小，是一种较为理想的高频磁芯材料。但是与铁氧体相比，其价格较高。因此在本设计中根据现有条件选用铁氧体E-E128作为高频变压器的磁芯材料。3.铁芯面积乘积的计算：MXO-2000的饱和磁感应强度，由于控制电路采用软启动，故可以取，选定=，由下公式得： （2-31）式中:-铁芯有效截面积-窗口面积-导线允许电流密度-逆变频率-铁芯截面有效系数-窗口利用系数 -电压波形的占空比取：=300A/cm2，=20KHz，将已知参数代入（式2-31）中可得：。4.副边绕组匝数计算 （2-32）式中:-副边绕组匝数-副边电压最小值-最大占空比-开关逆变频率-铁芯有效截面积，1600mm2-饱和磁感应强度-剩余磁感应强度可求得匝，则匝。变压器绕组匝数匝，匝，变压器次级电压达不到要求，需要从新确定。则 （2-33）式中-最大占空比-是输出电压最大值-输出整流二极管的通态压降-输出滤波电感上的直流压降- 最低输入电压-副边绕组匝数-变压器绕组匝数5.导线线径的计算计算变压器原边电流有效值，不考虑流过和滤波电容的电流波纹，则流过的电流幅值等于流过电感电流的平均值，即负载电流IO,所以，流过的电流有效值I2:原边电流幅值为：,求得=75A,则绕组上流过的有效值为：=10mm2 （2-34）式中:-原边绕组上流过的有效值-导线允许电流密度,取5-原边导线横截面面积=60mm2 （2-35）式中:-副边绕组上流过的有效值-导线允许电流密度-副边导线横截面面积考虑到趋肤效应，导线的线径D2，其中为铜导线的穿透深度。查表可知，20KHz时，=0.42mm。所以D0.84mm。这里原边选用10股直径为0.8mm漆包线胶结成多股线。则有：需用10股线径为0.8mm的多股线2根。即。 （2-36）副边选用20股直径为0.8mm漆包线胶结，则有：需用30股线径为0.8mm的多股线4根。即。 （2-37）6.校验窗口面积 （2-38）式中：-校验窗口面积 -原边导线横截面积 -原边匝数 -副边导线横截面积 -副边匝数 -窗口面积代入已知参数可得：，可知原副边绕组能够绕得下，设计成功。2.5 输出滤波电路的设计输出整流滤波电路原理图如图28所示：图28输出整流滤波电路原理图2.5.1 输出整流二极管的选择图28中，D115，D116组成了输出全波整流电路。设计的开关电源频率为20kHz，二次侧频率为50kHz，因此，输出整流管应选用外延型快速恢复二极管。1.额定电压变压器副边是半波整流电路，加在整流管上的反向电压为，考虑到二倍余量，选。2.额定电流流过整流二极管的平均电流,整流管中流过的最大电流为。2.5.2 输出滤波电感图28中，L105为输出滤波电感L，它起稳定电压、限制电流脉动及使电流连续的作用。其计算及选定过程如下：其中，是电感续流的临界负载电流，,为输出整流电路导通时间。对付全波整流电路,对于半波整流或单端正激逆变电路，.则有： (2-39)式中：-输出滤波电感 -额定输出电压 -逆变频率 -电感续流的临界负载电流 -整流滤波后的直流电压 -变压器变比 -输出滤波电感上的直流压降-输出整流二极管的通态压降在工程设计中，一般要求输出滤波电感电流的最大脉动量为最大输出电流的20%，也就是说在输出满载电流的10%的条件下，输出滤波电感电流应保持连续。即，由于输入电压是变化的，有时输出电压也要求在一定范围内可调，为了保证滤波电感电流的最大脉动量不超过最大输出电流的20%，取，则 （2-40）输出滤波电感L105选12uH。2.5.3 输出滤波电容的选择图28中，C120为输出滤波电容，它的容量与电源的输出电压峰值的要求有关。可由下式计算输出滤波电容的容量： （2-41）式中：-输出滤波电容 -额定输出电压-输出滤波电感-输出电压峰值-逆变频率-整流滤波后的直流电压 -变压器变比-输出滤波电感上的直流压降-输出整流二极管的通态压降与计算输出滤波电感的同样的道理，。取则：。本电源的最大输出电压为65V,可选耐压100V的电容。考虑到电解电容有寄生电阻ESR，这里C120选用两个容量为470uF/100V的钽电解电容并联使用。第3章 控制电路的设计控制电路原理图如图3-1所示。图3-1 控制电路原理图3.1 移相控制芯片的设计对于控制电路的设计和制作,首先应选择合适的移相控制芯片。目前,可以采用UC3875、UC3879以及用传统的PWM集成加上必要的辅助电路来完成。UC3875是美国Unitrode公司生产的用于移相全桥型软开关电源控制的集成PWM控制器,该集成电路包含了基准电压源、振荡器、PWM比较器、误差放大器(EA)、分频器、欠电压锁定电路和封锁电路等。UC3875的外围电路如图3-1所示：器件为20脚双列直插DIP封装,储存温度范围为-65+150,工作温度范围为-25+80;工作结温150; 引线温度300。其电路参数额定值为:电源电压20V;输出电流,直流0.5A,脉冲(015s)3A;模拟I/0端(脚1、2、3、4、5、6、7、15、16、17、18、19)电平为-0.35.3V。其特点如下:输出PWM 脉冲0100%占空比,可编程控制输出导通延迟,电压或电流型拓扑相兼容,开关工作频率为1MHz,4个2A图腾柱输出,10MHz误差放大器,欠压锁定(UVLO),低的软上升电流(150A) ,具有软启动控制。 UC3875用一个半桥支路对另一个半桥支路的相移开关实行全桥功率级的控制,使得固定频率脉宽调制与零电压谐振开关相结合。振荡器工作频率约2MHz,实际应用的开关频率为1MHz;另外,控制器带时钟/同步端，可由外部信号对其同步。其工作电源和地有两个:11脚和20脚用于集成内部供电,10脚和12脚在输出级用,同时11脚VIN有欠电压锁定功能。3,4脚误差放大器(EA)的反相端和同相端,接反馈信号和基准电压。软起动功能SOFTSTART6脚与20脚地之间接一点电容,正常工作时,集成内的恒电流源给电容充电,电压线性升高一直到4.8V。振荡器的工作频率的设置F-SET由接在16脚上的定时电容CT和定时电阻RT决定,但振荡器的输出信号要经D触发器二分频后才输出相位相反的方波,因此,振荡频率是主电路工作频率的两倍。值得注意的是:A,B,C,D四路的输出分别是14,13,9,8,而A-B两路的延时设定是在15脚,C-D是7脚。相控制信号的产生是本部分的核心。UC3875的内部振荡器产生的时钟信号经过D触发器（TOGGLE FF）2分频后，从D触发器的“”和“”得到两个180互补的方波信号。这两个方波信号从OUTA和OUTB脚输出，延时电路为这两个方波信号设置死区。PWM比较器将锯齿波与误差放大器的输出信号比较后，输出一个移相角控制信号，与第一组方波信号一起经过处理得到第二组180互补的方波信号。两组方波信号频率相同，但相差一个移相角。移相角的大小决定于误差放大器输出与锯齿波的交截点。第二组信号从OUTC和OUTD脚输出。第二组方波信号超前于第一组，用于驱动引前桥臂，第一组驱动滞后桥臂。3.1.1 振荡频率的设定及同步在控制电路中,振荡参数的设定是首要的, 振荡器可工作在自激振荡或外同步状态。对于自激工作,FREQ端到地外接电阻、电容,振荡器输出频率f的调整公式为: 设计弧焊电源的工作频率为20kHz，因此UC3875内部高频振荡器的振荡频率设定为40kHz，取C327的值为470pF，所以，由上式可得： k 所以，R211的值为212.8k。3.1.2 死区的设置此外, 死区时间参数的选择也十分关键,总的原则是死区时间不宜过大,保证同一桥臂的上管和下管安全运行即可。死区时间精度由接入延迟端电阻的漏电流来决定。在实际考虑时要结合主电路的负载变化以及,等来综合考虑。提供死区时间的延迟是用实现的,如图3-1所示。在输出置高电平之前必须放电到Vth,时间由电流源确定,由外部电阻RTD控制, 延迟端电压初始稳压到215V,死区时间控制在50200ns,UC3875每个输出级由晶体管组成高速图腾柱驱动器,具有总延迟约30ns,高于1A的源或漏电流,UC3875的四个输出与全桥变换器电路接口如图3-1所示。UC3875的输出驱动信号和零电压开关的延迟时间可以由接在延迟设定端子(7脚和15脚)的电阻和电容进行设置，可以分别对A,B和C,D两对开关器件进行编程，A,B的输出延时不同于C,D，这样在不同的负载电流下，可以产生一个工作周期内脉冲上升沿和下降沿不同的过度转换时间。死区时间也不能过大,过大将使超前桥臂桥臂与滞后桥臂共同导通时间