数字TR组件及其研究.ppt

数字T/R组件及其研究（天线与微波技术国防科技重点实验室）於洪标,数字T/R组件,一、常规T/R组件,数字T/R组件,1.常规T/R组件的组成框图和工作原理,移相器,收发开关,驱动放大,末级功放,低噪放,限幅器,环行器,天线,激励输入,接收输出,数字T/R组件,2.常规T/R组件的特点,没有频率变换无信号产生无频率源电路简单系统设计比较单一,数字T/R组件,二、数字化接收机,数字T/R组件,2.数字接收机的特点,有频率变换有数字信号产生有频率源有数字中频采样和正交解调系统设计复杂、需考虑的指标多,数字T/R组件,三、数字T/R组件,1、数字T/R组件的概念,在现代雷达技术中，相控阵雷达占有十分重要的地位，其中T/R组件是整个雷达的关键部件之一。常规相控阵雷达发射波束的形成是通过移相和幅度加权来实现的，而这一工作往往是在射频频段，由阵面上各T/R组件中的移相器和衰减器来完成。由于射频移相器的位数不能做得很高，因此波束跃度就相对比较大。要降低波束跃度，就必须提高移相器的位数，这用模拟系统来实现是很困难的。但是随着数字技术的飞速发展，以往数字系统的复杂性和高成本也大大降低，可靠性不断提高，使得以前必须由模拟器件实现的系统能被数字系统所代替；另外数字系统还具有可重复性、可控性和便于集成等优点。因此将数字系统应用于雷达中正日趋流性。例如将DDS（DirectDigitalSynthesis的简称）技术用于雷达信号产生等。基于此，设想将射频的移相和幅度加权改为低频段由数字电路来实现，另外采用DBF（DigitalBeamForm的简称）接收技术，这就引入收发均为数字式的数字T/R组件的概念，即其控制和数据输入输出都是数列式的。,数字T/R组件,数字T/R组件,从上图中可以看出数字T/R组件可简单地分成两大部分,DBF发射通道DBF接收通道频率源、控制,数字T/R组件,4、DBF发射技术,利用DDS技术，根据系统对发射信号的要求，并考虑发射波束低副瓣要求的幅度加权和相位加权，以及系统幅相误差修正所需的加权因子，产生所需频率、一定带宽和满足雷达一定工作方式的调制信号。再通过上变频器（或倍频器）变换至所需的射频波段，经功率放大器放大后输出至天线。在DBF发射技术中，直接数字综合（DDS）技术是关键，它能提供快速频率转换的高分辩率频率综合技术。下图给出了DDS的基本原理框图,数字T/R组件,4.2DDS的工作原理,在每一个时钟周期Tc内，频率控制字FK与N位相位累加器累加一次，并同时对2N取模运算，得到的相位值（02）以二进制代码形式对波形存储器进行寻址，而波形存储器中所存储的是一张正弦函数查询表，其输出是与该相位值相对应的数字化幅度值，经数模转换器变换成相应的阶梯信号，最后经低通滤波器平滑后得到一所需的模拟信号,数字T/R组件,假定相位累加器字长为N，则DDS的输出频率fout和频率分辨率fmin分别表示为：,fout=FKfc/2Nfmin=fc/2N令相位加法器的字长为M，则DDS的输出相移和相移min分辨率分别为：=PKfc/2Mmin=2/2M,数字T/R组件,另外DDS输出信号的幅度可以通过波形存储器后的数字乘法器来调整。控制字AK起到对波形存储器输出幅度偏移进行加权的作用。因此，可以根据雷达系统的要求，分别或同时控制FK、PK、AK，使得DDS的输出频率、相位和幅度满足雷达实际工作的需要。,数字T/R组件,5、DBF接收技术,数字波束形成（DBF）技术是将天线接收到的目标回波，经过放大、下变频至数字信号，然后在信号处理上乘以相应的加权因子形成所需的接收波束。由于采用了数字技术，因而容易实现低副瓣、自适应零点形成及超分辨率处理。在DBF接收机中，目前已采用中频采样数字正交技术来代替传统的模拟技术，以获得更佳的系统性能。其基本原理如下图所示,数字T/R组件,5.1模拟正交解调器的缺点,在传统雷达接收机中，通常采用模拟I/Q正交器（即零中频处理）对接收信号进行解调，但由于模拟元器件固有的特点，使得模拟I/Q正交器的检波性能并不理想。在信号带宽内，其I/Q两路输出幅度一致性一般只能到达0.5dB，相位正交性23，由于受器件一致性及零漂、温漂的影响，若要再提高其性能，已经是非常困难了。若信号带宽要求较宽，则性能可能还会下降。但随着雷达技术的发展，对信号带宽要求越来越宽，正交两路幅相一致性要求越来越高，因此利用模拟正交器就很难实现。,数字T/R组件,5.2中频采样数字正交解调的优点,数字式正交检波器是近十年才开发出来并投入使用的一种新技术，它直接在中频对模拟信号进行A/D变换，然后在数字域内通过数字信号处理的方法进行相干检波，得到正交两路I/Q信号。由于数字电路是电平工作状态，因此具有抗干扰能力强，温度特性好，易于处理等优点，从而使得数字式正交检波器两路一致性能达到很高的指标。而且因为直接在中频进行数字采样，因此输出零漂仅由A/D变换器的零漂引起，而这种零漂可用信号处理的方法加以去掉。例如对于12位的数据，数字式正交检波器输出I/Q两路幅度误差仅为0.01dB，而正交相位误差小于0.1，与传统模拟正交器相比，数字式正交器的精度提高了一个数量级，因而能大大提高系统整机性能，满足现代越来越复杂的系统需求。,数字T/R组件,当n为偶数时X(n)A(nT)cos(nT)I(n)当n为奇数时X(n)A(nT)sin(nT)Q(n),I(n)和Q(n)再经过各自的内插滤波器即可得到所需要的正交信号，内插滤波器用PDSP16256实现。该方法实现比较方便，但AD采样频率和IF信号中心频率一定要满足以上所述的关系式。,数字T/R组件,采样后模拟信号的正负频谱均各自向左右以采样频率为间隔重构。频谱的样品集合可完全代表原带通信号，此样品集合通过一带通滤波器即可重新恢复原带通信号。从上面采样频率的关系可以看出通带采样的采样频率是可以很低的。式中将采样频率分成若干个区域并由n决定，n越小，频率区域范围越大，也就是说对输入信号频率和采样频率偏差的要求越小。并且随着n的下降，采样频率越高，量化信号的频谱重复间距越大，对抗混叠滤波器带外抑制的要求就越低，同时可提高输出信噪比，但对后级处理提出了更高的要求，因此在设计时应该根据具体情况选择合适的n值。,数字T/R组件,四、数字T/R组件的研究,一、国外数字T/R组件的研究二、国内数字T/R组件的研究,一、美国数字T/R组件和数字阵面的研究,1.1任务的提出21世纪美国海军USN（USNavy）舰载雷达系统对近海和远洋军事行动的需求:恶劣环境(杂波)下的小目标检测抗多种干扰源,1.2计划目的,海军研究办公室（ONR）提出数字阵列雷达DAR（DigitalArrayRadar）发展计划目的是:在有源阵列雷达系统中插入达到最新发展水平的全DBF技术,1.3研究参与单位,MIT/LL（MITLincolnLaboratories麻省理工学院林肯实验室）NRL/DC（NavalResearchLaboratory海军研究实验室）NSWC/DD（NavalSurfaceWarfareCenter海军海面战争研究中心）,1.4数字阵列雷达（DAR）计划目标,DAR计划的最初目的：为了评估应用于L，S，X波段USN雷达的用于DBF雷达框架的商用技术DAR的样机是要从无线，光纤，现场可编程门阵列（FPGA），高速VME处理器市场拓展通信技术,1.5数字T/R的组成（微波T/R和数字T/R）,微波部分主要由混频器，滤波器，放大器和级联在两级功率放大器前的驱动放大器组成数字部分的核心组成技术如FPGA，并串转换，串并转换，数模变换发射阵列，接收机AD变换器,1.6微波T/R组件MTR,采用两级超外差系统，在激励和接收链路间分配由滤波通路从T/R组件到数字部分的接口收发都是70MHz中频频率,图中给出了接收机中频输出级的通带响应,单个微波T/R组件和圆形辐射单元,接收机末级中频带宽特性,1.7数字T/R组件（DTR）和FO链,DTR更复杂，它依据基带数据如何传送，如何处理和变换到模拟数字信号T/R分机控制器产生发射数据并变换为串行数据流，这些数据流由单个模块变换为标准波长为1300nm（接口3A）光,具有波形/时钟光发生器的数字T/R组件（DTR）,1.8数字阵列组成,正方形轴对称平面结构，如图3所示阵列面由224个辐射单元组成有源T/R组件向安装在阵列上的96个辐射单元之一馈电，剩下的单元接上负载,阵列天线布置和内部单元空间图示,二、国内数字T/R组件的研究,国内中国电子科技集团公司的第14研究所和38研究所也开展了数字T/R组件和数字阵面的研究14所在“九五”和“十五”期间进行了T/R组件的体制试验，并研制出P,L和S波段数字T/R组件原理性样机，实现了发射数字移相和接收中频高速采样数字解调的功能。在“十一五”期间开始研制数字有源阵面雷达。随着数字技术、微波单片电路（MMIC）和微组装技术的高速发展，特别是多芯片组装工艺技术的成熟，数字化有源阵面及其数字TR组件的研究必将成为今后相控阵雷达研究的方向。,数字T/R组件,2.1.L波段DBF发射技术的研究,2.1.1设计思想DBF发射通道主要由两大部分组成，即数字信号形成（DDS信号产生）模块和上变频模块。由于大多数大型三坐标相控阵雷达的工作频段主要分布在P、L和S波段，综合考虑技术难度，器件成本，仪器仪表等各方面的因素，我们在DBF发射技术的研制方案中，射频选在L波段，又考虑到主要是体制试验，因此就采用点频工作方式来开展电路实验（而雷达实际也工作在点频状态下），我们选择频率f为1200MHz。,数字T/R组件,常规雷达的发射功放工作在丙类状态，激励功率小范围的变化不会影响发射功率电平，其频率响应基本由功放本身的频响来决定。而用DDS中的乘法器来修正幅度只有对A类或AB类放大链才有效果，因此可暂时不做幅度加权的实验。,数字T/R组件,目前由DDS直接产生1200MHz的频率是不可能的，只能通过变频的方法将较低的DDS频率混至1200MHz。另外，DDS器件当初开发的初衷是用于通信系统中各种信号的产生，因此对相位控制和幅度控制要求不高，从而导致许多DDS器件中没有相位加法器和数字乘法器，即使有相位加法器，其位数也只有四位或八位，而又带数字乘法器的DDS器件则凤毛麟角。,数字T/R组件,考虑到先在连续波情况下进行试验，因此我们可以选用Qualcom公司的Q2368，其时钟频率为130MHz，有两个32位的相位累加器，另有3位相位加法器，但没有乘法器，因此无法进行幅度修正的试验。当工作在连续波状态时，其中一个相位累加器起相位加法器的作用，可对信号进行移相。当工作在线性调频信号状态时，其中一个相位累加器用来对载频进行调频，此时移相就只能用后面的3位相位加法器了。,数字T/R组件,了能进行幅相的测量，特别是相位的测量，一般在连续波工作状态下进行，且须有两路相参的通道才能测量。为此共设计了四个DBF发射通道,考虑到整个DBF发射通道是一个十分复杂的有源系统，从电磁兼容性及散热因素出发，发射功率不宜过高，我们从体制试验出发，设计发射功率大于16dBm（输出1dB压缩点电频），另外也便于集成化。由于是DBF发射通道是一个数模混用的高集成的模块，因此对发射杂散电平的要求不宜过高，以不大于50dB为准。,数字T/R组件,2.1.3DDS信号产生设计方案实现,考虑到设计周期，我们直接采用Qualcom公司Q2368器件的评估板Q0315（包括软件），利用它附带的控制软件，在连续波输出状态下可实现32位或8位的移相功能。另外评估板可输出两路信号，其中一路输出功率可达4dBm，另一路可作监测用。在DBF发射通道研制过程中解决了DDS信号产生和移相的关键问题，选用了性能价格比较高的DDS信号产生模块，既达到了体制试验的目的又降低了成本,数字T/R组件,DDS信号产生模块,数字T/R组件,2.1.4L波段上变频单元设计方案实现,在具体电路实现上，为保证射频输出幅相同中频输入幅相的一致性，必须使得电路各部分有良好的匹配，另外为防止本振间的相互串扰，在本振输入端加上适当的滤波是必要的。为了便于通道的调试，在每一个节点都设计了监测口以便幅相调整。另外在电路设计中大量采用了微波单片集成电路（MMIC）和表面贴装技术（SMT），大大提高了产品的可靠性。,数字T/R组件,2.1.5L波段上变频单元电原理简图如下,来自DDS30MHz,第一混频,第二混频,中频滤波放大,射频滤波放大,射频输出,LO1,LO2,数字T/R组件,L波段上变频模块,数字T/R组件,2.1.6DBF发射通道性能测试2.1.6.1DDS输出相位测试,首先我们对DDS信号产生模块进行了测试，由于控制软件本身的缺陷，当时钟频率为120MHz，输出连续波频率为30MHz时，其移相位数可达32位，但当时钟频率为96MHz，输出连续波频率为30MHz时，其移相位数只能有8位。当时钟频率fc=120MHz时，其移相位数可达32位，因此其移相精度为：=2/2328.38210-8,数字T/R组件,当时钟频率fc=96MHz时，其移相位数为8位，因此其移相精度为：=2/28=1.40625,由于受仪表的测量精度的限制，我们利用HP8508A矢量电压表,采用比较法分别以标称步进1和10进行了测试我们用同样的测试方法分别以标称步进1.40625和9.84375进行了测试，测试结果如下：,数字T/R组件,DDS输出（f0=30MHz，fc=120MHz）移相测试结果。（32bit）,数字T/R组件,数字T/R组件,DDS输出（f0=30MHz，fc=96MHz）移相测试结果。（8bit）,数字T/R组件,数字T/R组件,2.1.6.2DBF发射通道输出功率和幅相的测量由于从上变频单元到频谱分析仪之间的电缆插损约1dB，因此上变频单元输出功率1dB压缩点电平大于16dBm。另外，我们对四个上变频单元的幅相一致性进行了测试，测试结果见表二。从表中可以看到，在1200MHz中心频率处，其幅相误差较小，但在其它频率点的相位误差较大，这主要是中频315MHz带通滤波器的相位误差引起的,数字T/R组件,输出功率,输入功率,编号,数字T/R组件,编号,幅相,频率,数字T/R组件,2.1.6.3DBF发射通道输出相位测试最后将两个模块连起来在射频1200MHz频率上，对四个DBF发射通道进行相位测量，当采样频率为120MHz时，以步进1和10进行了测试，采样频率为96MHz时，以步进1.40625和9.84375进行了测试，测试结果如下:,数字T/R组件,DBF发射通道输出（f0=1200MHz，fc=120MHz）移相测试结果。（32bit）,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,DBF发射通道输出（f0=1200MHz，fc=96MHz）移相测试结果。（8bit）,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,数字T/R组件,2.2.L波段DBF接收技术的研究,2.2.1设计依据在相控阵雷达技术中，通过阵面大量的T/R组件和子阵馈线网络（微波波段）来合成接收波束，然后由接收机送至信号处理机进行分析处理，因此对接收机的动态要求很高，需要采取动态压缩技术来保证接收机线性工作。但在DBF接收技术中，由于接收机接收的回波信号直接来自天线单元而没有经过阵面网络的合成，因此DBF接收机的动态范围要比传统体制下的接收机要小（两者回波信号的动态范围是相同的，区别仅仅在于回波最大信号不同），如果回波信号最大值在DBF接收机允许的的动态范围之内，则接收机就不需要采取动态压缩技术，仅仅考虑限幅和消影就行了。,数字T/R组件,2.2.2分析设计,为了使DBF接收机模拟接收通道的设计和联试简单方便，在设计中省去了STC部分。假定接收机的噪声系数NF2dB，增益G=50dB，信号带宽按1MHz和4MHz设计，A/D采用12bit，其最大量化电平为Vp-p=0.5V（等效50输入阻抗下为4dBm）。则当带宽B=4MHz时Pno=-114+2+6+50=-56dBm此时Psomax=4dBm对应Psimax=4-50=-46dBm,数字T/R组件,模拟通道采用两次变频方案以改善镜像抑制，我们对接收通道的频率进行优化选择，通过分析计算，一本振取1515MHz，二本振取285MHz，一中频取315MHz，二中频为30MHz。另外对通道谐波进行了分析，没有发现落在信号带宽内的谐波，虽然在信号带外有谐波产生，但采取一定的滤波措施是可以避免的。,数字T/R组件,输出动态范围为Do=Psomax-Pno=60dB输入动态范围为Di=Psimax-Pni=-46-（-114）=68dB同样当带宽B=1MHz时Pno=-114+2+50=-62dBm此时Psomax=4dBm对应Psimax=4-50=-46dBm输出动态范围为Do=Psomax-Pno=66dB输入动态范围为Di=Psimax-Pni=-46-（-114）=68dB,数字T/R组件,由于整个DBF接收通道是一个复杂的数模混合有源系统，而数字正交部分耗散功率较大，因此必须考虑电磁兼容性及散热等因素。从电磁兼容性出发，我们将DBF接收机分成四个部分，即限幅低噪声模块，一混滤波放大模块，二混滤波放大模块及中频采样数字正交模块，各模块间互相隔开。另外为了便于系统调试和故障判断，在通道中增加了多个测试口。对接收通道而言，噪声系数控制在小于1.5dB以内，模拟通道增益设计为50dB，输出功率1dB压缩点电平大于5dBm。输出I、Q两路幅度和相位不平衡性性要求幅度一致性小于0.1dB，正交相位差小于0.2。,数字T/R组件,2.2.3DBF接收通道实验电原理框图如下,LNA,AD变换中频采样,滤波放大,第一混频,第一本振1515MHz,第二本振285MHz,时钟96MHz,4,第二混频,滤波放大,射频输入,1200MHz,315MHz,24MHz,30MHz,数字解调输出,数字T/R组件,DBF接收通道模块,数字T/R组件,2.2.4L波段下变频单元设计方案实现,L波段下变频单元主要由限幅低噪声放大、第一混频滤波放大和第二混频滤波放大等组成。两级平衡式限幅低噪声放大器的设计思想，达到了优化噪声和改善阻抗匹配的目的，由于将限幅器置于两放大电路前端，因此限幅器的耐功率增加了一倍，另外限幅器采用了管芯直接焊接（金丝球焊），使得限幅管的引线电感和管壳电容大大减小，降低了阻抗匹配的难度，同时也减少了尺寸。平衡式放大器输入输出端用的3dB电桥采用LANGE电桥的形式，在高介电常数陶瓷基板上采用薄膜工艺制作，用金丝球焊跳线。最后将3dB电桥和放大器焊接在金属底板上。,数字T/R组件,另外在电路设计中大量采用了微波单片集成电路（MMIC）和表面贴装技术（SMT），大大提高了产品的可靠性。在具体电路实现上，为保证射频输出幅相同中频输入幅相的一致性，必须使得电路各部分有良好的匹配，另外为防止本振间的相互串扰，在本振输入端加上适当的滤波是必要的。为了便于通道的调试，在每一个节点都设计了监测口以便幅相调整。,数字T/R组件,2.2.5L波段下变频单元电原理简图如下所示,LLNA,第一混频,第二混频,中频滤波放大,中频滤波放大,中频输出,LO1,LO2,1.2GHz,射频信号输入,数字T/R组件,L波段下变频模块,数字T/R组件,2.2.6数字正交器设计方案实现,对于直接中频采样技术，中频频率f0（信号中心频率）和采样频率fS的选择至关重要。目前在常用的数字正交技术中，其f0、fS的选择必须严格满足下列关系：fS2Bf0=(2M-1)fS/4这里，M=1，2，3，4，式中，B为信号带宽，f0为中频频率（信号中心频率），fS为采样频率。采用这种方法选择频率后，可使得两路正交的本振信号以采样率fS采样后，其采样值仅包括0，1，-1等特殊值。使用这种方法具有结构简单、成本低等优点，但采样频率的选择受到信号中心频率的严格限制。根据计算，采样频率选择24MHz，为了和DBF发射通道中DDS的时钟统一，A/D采样频率由96MHz经4分频后得到。,数字T/R组件,A/D变换器采用美国AD公司的AD6640，其最高采样频率位65MHz，分辨率为12bit，中频采样的信号中心频率可到70MHz。图5中的后半部分可用一片PDSP16256实现，PDSP16256是MITEL公司生产的可编程FIR滤波器，有多种工作方式，可用单片机来对其进行初始化，根据实际情况设成所需要的工作方式。数字正交器中所用的集成电路也全部采用了表面贴装的封装器件，双面焊装，并采用多层印制板工艺，使得整个电路设计紧凑简洁。,数字T/R组件,2.2.7数字正交器电原理简图如下所示,AD6640,FIR滤波器DSP16256,单片机89C51,IF信号,16bit,fs,x(t),x(n),12bit,数字T/R组件,数字正交解调模块,数字T/R组件,2.2.8DBF接收通道性能测试,2.2.8.1模拟接收通道性能测试我们对DBF接收通道的模拟部分进行了测试，首先对前端低噪声放大器进行了测试，其结果如下，噪声系数小于1dB，增益达29dB，输入输出驻波小于1.3，输出1dB压缩点电平大于10dBm。我们用相关仪表对模拟通道的增益、噪声系数、信号带宽内增益起伏和谐波抑制进行了测试，其结果如下表所示,数字T/R组件,数字T/R组件,对四个模拟通道，我们利用频谱仪分别进行了输出功率的测量，四个通道的输出功率如下表所示。由于从中频输出到频谱分析仪之间的电缆插损约0.5dB，因此模拟通道输出功率1dB压缩点电平大于6dBm。,编号,输出功率,输入功率,数字T/R组件,我们利用HP8508A矢量电压表,采用比较法分别，我们对四个模拟铁道的幅相一致性进行了测试，测试结果见下表,数字T/R组件,2.2.8.2中频采样数字正交器性能测试对四个中频采样数字正交器输出I、Q幅相一致性分别进行了测试，其测试结果如下图。从图中可以看出，单个中频采样数字正交器的幅度误差小于0.01dB，相位误差小于0.1度，A/D有效位大于11位，镜像抑制大于65dB。,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=0dBm（1）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=0dBm（1）,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=0dBm（2）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=6dBm（2）,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=0dBm（3）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=0dBm（3）,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=0dBm（4）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=0dBm（4）,数字T/R组件,2.2.8.3DBF接收通道正交解调性能测试将模拟通道和中频采样数字正交器连接起来，在射频1200MHz频率上，对四个DBF接受通道进行I、Q正交性进行了测试，测试结果见下图。从图中可以看出，单个中频采样数字正交器的幅度误差小于0.02dB，相位误差小于0.1度，A/D有效位大于8位（主要是由于接收通道噪声造成的A/D有效位下降），镜像抑制大于55dB,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=-55dBm（1）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=-55dBm（1）,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=-55dBm（2）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=-55dBm（2）,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=-55dBm（3）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=-55dBm（3）,数字T/R组件,带宽B1MHz，Pin=-55dBm（4）,数字T/R组件,带宽B4MHz，Pin=-55dBm（4）,数字T/R组件,2.2.8.4DBF接收通