GSM直放站原理及工程应用基础-阿尔创

中国移动直放站设备技术手册 目录 第 I 页 共 V 页 GSM 直放站原理及工程应用 目 录 第一章 移动通信直放站概述 .1 1.1 移动通信直放站起源 . 1 1.2 移动通信直放站分类 . 1 1.2.1 按安装条件分类 .1 1.2.2 按通信制式分类 .1 1.2.3 按信号拾取及处理分类 .1 1.3 移动通信直放站的应用 . 2 1.4 移动通信直放站的优缺点 . 2 1.4.1 移动通信直放站的优点 .2 1.4.2 移动通信直放站的缺点 .2 第二章 与移动通信直放站相关射频基础知识 .3 2.1 dB、 dBc、 dBi、 dBd、 dBm、 dBw、 dBuv 辨析 . 3 2.1.2 dB 和 dBc 辨析 .3 2.1.2 dBi 和 dBd 辨析 .3 2.1.3 dBm、 dBw 和 dBuv 辨析 .3 2.2 无线电波 . 4 2.2.1 无线电波概述 .4 2.2.2 无线电波传播速度 .5 2.2.3 无线电波的波长、速度与频率的关系 .5 2.2.4 无线电波传播的几个基本概念 .5 2.2.5 电磁波的绕射传播 .6 2.2.6 无线电波的传播方式 .6 2.2.7 无线电波的衰落特性 .6 2.2.8 无线电波的传播损耗 .7 中国移动直放站设备技术手册 目录 第 II 页 共 V 页 2.2.9 无线电波传播中的菲涅耳区 .7 2.2.10 无线电频段及波段命名 .8 2.2.11 频率、频点和频段的区别 .8 2.3 传输线及馈线 . 8 2.3.1 传输线概述 .8 2.3.2 传输线分类 .9 2.3.3 传输线的特性阻抗 .9 2.3. 移动通信工程常用射频同轴电缆 .9 2.4 噪声和干扰 . 10 2.4.1 噪声和干扰概述 . 10 2.4.2 热噪声 . 10 2.4.3 噪声系数 . 10 2.4.4 级联噪声系数 . 11 2.4.5 噪声系数的测量方法 . 12 2.4.6 噪声叠加 . 12 2.4.7 信噪比、信干比和信纳比 . 14 2.5 驻波比、反射系数、回波损耗 . 14 2.6 电磁兼容（ EMC） . 16 2.7 无源器件 . 16 2. . 无源器件概述 . 16 2. . 无源器件中的几个较常用指标 . 16 2. . 功分器和耦合器 . 17 2. . dB 电桥和合路器 . 18 2. . 衰减器和负载 . 19 2. . 滤波器 . 19 2. . 环行器 . 19 2. . POI(多系统合路平台 ). 20 2. 射频同轴连接器 . 21 2. 天线 . 22 中国移动直放站设备技术手册 目录 第 III 页 共 V 页 2. . 天线概述 . 22 2. . 天线增益 . 22 2. . 天线方向图 . 22 2. . 天线极化 . 23 2. . 天线其他指标 . 24 2.10 三阶互调 . 25 2.10. 互调概述 . 25 2.10. 三阶互调 . 26 2.11 分集接收技术 . 28 2.11.1 分集接收技术概述 . 28 2.11. 分集接收的分类 . 28 2.11. 分集接收合并技术 . 29 2.12 网络的 OSI 七层模型 . 30 2.12.1 概述 . 30 2.12.2 OSI 各层的基本功能： . 31 2.13 其他一些无线通信基本知识 . 31 2.13.1 全双工、半双工、单工 . 31 2.13.2 覆盖路损预算上下行平衡 . 32 2.13.3 多址方式 . 32 2.13.4 信道、载波、时隙 . 33 2.13.5 逻辑信道、物理信道、传输信道的区别 . 33 2.13.6 话务容量与呼损率 . 34 第三章 与 GSM 直放站工程有关的网络知识 .35 3.1 GSM 通信系统起源 . 35 3.2 GSM 通 信系统组成 . 35 3.3 GSM 信道特性 . 37 3.3.1 工作频段 . 37 3.3.2 信道间隔 . 37 3.3.3 GSM 调制方式和语音编码 . 37 中国移动直放站设备技术手册 目录 第 IV 页 共 V 页 3.3.4 频道配置 . 37 3.3.5 干扰保护比 . 38 3.3.6 GSM 信道的作用和配置 . 39 3.4 GSM 时隙和帧结构 . 41 3.5 GSM 网络分区 . 42 3.5 GSM 编号计划 . 43 3.5.1 用户的 ISDN 号码（ MSISDN） . 43 3.5.2 业务接入号（ N1N2N3） . 44 3.5.3 国际移动用户识别码（ IMSI） . 44 3.5.4 移动用户漫游号码（ MSRN） . 45 3.5.5 切换号码（ HON） . 45 3.5.6 临时移动用户识别码（ TMSI） . 45 3.5.7 位置区识别码（ LAI） . 45 3.6 GSM 频率规划和常用的频率复用方式 . 46 3.7 GSM 小区和信道选择 . 47 3.7.1 一般情况下的小区选择和重选 . 47 3.7.2 双频网小区选择和重选 . 48 3.7.3 信道分配算法 . 48 3.8 GSM 小区切换 . 48 3.8.1 小区切换的分类 . 48 3.8.2 小区切换算法 . 49 3.9 GSM 空中控制技术 . 50 3.9.1 分集接收 . 50 3.9.2 不连续发射 . 50 3.9.3 半速率 . 50 3.9.4 时间提前量（ TA） . 50 3.9.5 时间色散 . 51 3.9.6 功率控制 . 52 3.9.7 GSM 跳频技术 . 52 中国移动直放站设备技术手册 目录 第 V 页 共 V 页 3.9.8 空 闲信道干扰电平（ IOI） . 53 第四章 GSM 基站 .54 4.1 GSM 基站 . 54 4.2 GSM 基站合成分配单元（ CDU） . 55 4.2.1 CDU 概述 . 55 4.2.2 跳频与 CDU 的关系 . 56 4.2.3 CDU-A 介绍（ CDU 中的小精灵） . 57 4.2.4 CDU-C 介绍（应用最广泛的 CDU） . 58 4.2.4 CDU-C介绍 . 59 4.2.5 CDU-D 介绍 （最节省天线的 CDU） . 60 4.2.6 CDU-F 介绍（可以看作是两个 CDU-D） . 61 4.2.7 CDU-G 介绍（三个 CDU-A 的组合） . 62 4.2.8 CDU 总结 . 63 第五章 GSM 直放站原理及工程应用 . 110 5.1 GSM 直放站原理 .错误 !未定义书签。 5.1.1 GSM 宽带（选带、选频）直放站原理 .错误 !未定义书签。 5.1.2 GSM 干放 .118 5.1.3 GSM 光纤直放站 .错误 !未定义书签。 5.1.4 GSM 移频直放站 .错误 !未定义书签。 5.2 GSM 室内覆盖工程 .错误 !未定义书签。 5.3 室外直放站工程设计与调测 . 122 5.4 直放站工 程维护 . 164 室内分布系统及直放站培训手册 第 1 页 共 CLXII 页 第 一 章 移动通信 直放站 概述 1.1 移动通信直放站起源 无线直放站最初是用于 调频 广播通信 及消防无线设备信号接收转发 ， 进入 90 年代以来，随着移动通信的蓬勃发展，由于用户对移动通信服务质量及运营商之间的竞争也越来越激烈，但移动信号覆盖不可避免会出现 大量大大小小的 盲区 ，如果全部用基站进行覆盖不仅没有必要而且耗费巨大，因此移 动通信直放站应运而生，国内第一台 GSM 移动通信直放站是由 福建省邮电科学研究所 （现为 福建电信科学技术研究院 ） 于 1991 年研制成功 。现在直放站及室内分布覆盖已经发展 为移动通信产业的一环，为移动通信发展做出了自己的贡 献。 1.2 移动通信直放站 分类 移动通信直放站经过十几年的发展，现在已经发展为一个种类多、型号全的产业， 可按照 以下几种方式进行分类。 1.2.1 按 安装条件 分类 室内直放站 室外直放站 他们的主要区别是 室在直放站 防水方面较好，且规范要求上行噪声系数小于室内直放站，这是由于室外直放站施主天线视野一般较开阔，噪声系数较小可以有效降低对网络的影响。 1.2.2 按通信制式分类 GSM 移动通信直放站 IS-95 CDMA/CDMA2000 移动通信直放站 PHS 移动通信直放站 WCDMA 移动通信直放站 TD-SCDMA 移动通信直放站 等目前存在的各种移动通信制式直放站。 1.2.3 按信号拾取及 处理分类 无线宽带（选带）直放站 无线选频直放站 光纤 直放站 移频直放站 干放 室内分布系统及直放站培训手册 第 2 页 共 CLXII 页 塔放 &基站放大器 目前较新型的载波池产品应该算光纤直放站的一个新的应用，还没有到自成门类的地步。 1.3 移动通信直放站的应用 目前移动通信直放站的应用已经非常广泛，基本上可以分为以下几种应用情形： 帮助 覆盖移动基站信号盲区、弱区 ， 由于无线信号传播受到建筑物、高山、树林等的阻挡，必然会产生很多信号盲区和信号弱区，这些地方的 面积不大 且 话务量不高，如果都采用基站进行覆盖，一是投资巨大，投入产出不成比例；二是造成无线资源紧张 ，规划及优化难度加大。而采用直放站就不存在这些问题。 帮助基站扩大覆盖范围 采用塔放、基站放大器就能明显扩大基站的覆盖范围，在室内分布系统中 基站 后串联干放也能弥补 基站功率不够 的 问题 ，此外用光纤直放站也可以极大的增加将基站的覆盖范围 。 帮助 无明显 主导频区域 确定主导频，避免频繁切换 在基站密集地区，某些区域信号繁杂，虽然信号都较强，但没有明显强信号，导致用户在该区域通话时 切换过多，影响通话质量，这时安装一个直放站取该区域中原有的一个较强的信号，经过放大后使该信号强度明 显高于其他导频信号，就可以消除用户在在该区域通话过程中的频繁切换。 对基站载波资源进行调配，疏忙补闲 采用无线直放站、光纤直放站、载波池等直放站设备可以将较闲小区信号 引入到较忙小区覆盖范围内，帮助较忙小区分担话务，可以改善网络质量，缓解无线资源紧张局面，减少投资。 1.4 移动通信直放站的优缺点 1.4.1 移动通信直放站的优点 投资少 工程设计及工程施工简单灵活 安装条件简单 覆盖更为灵活 1.4.2 移动通信直放站的缺点 会给网络带来干扰 不能增加容量 受隔离度的影响，有 些站点 同频直放站无法安装 容易退服 自我测试及控制功能较差 室内分布系统及直放站培训手册 第 3 页 共 CLXII 页 第 二 章 与移动通信直放站相关 射频 基础 知识 2.1 dB、 dBc、 dBi、 dBd、 dBm、 dBw、 dBuv 辨析 2.1.2 dB 和 dBc 辨析 dB 是一个表征相对值的值， 直放站中的增益和衰减就是用 dB 表示。 当考虑甲的功率相比于 乙功率大或小多少个 dB 时，按下面计算公式： 10lg（甲功率 /乙功率） X dB 举例： 例 甲功率比乙功率大一倍，那么 10lg（甲功率 /乙功率） =10lg2=3dB。也就是说，甲 的功率比乙的功率大 3 dB。 例 7/8 英寸 GSM900 馈线的 100 米传输损耗约为 3.9dB。 例 如果甲的功率为 46dBm，乙的功率为 40dBm，则可以说，甲比乙大 6 dB。 例 如果甲天线 增益 为 12dBd，乙天线 增益 为 14dBd，可以说甲比乙 天线增益 小 2 dB。 dBc 也是一个表 示功率相对值的单位，与 dB的计算方法完全一样。一般来说， dBc 是相对于载波（ Carrier）功率而言，在许多情况下，用来度量与载波功率的相对值，如用来度量干扰（同频干扰、互调干扰、交调干扰、带外干扰等）以及耦合、杂散等的相对量值。 在采用 dBc 的地方，原则上也可以使用 dB 替代。 2.1.2 dBi 和 dBd 辨析 dBi 和 dBd 是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，但参考基准不一样。 dBi 的参考基准为全方向性天线， dBd 的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用 dBi 表示出来 比用 dBd 表示出来要大 2.15，即0dBd=2.15dBi。 例 对于一面增益为 16dBd 的天线，其增益折算成单位为 dBi 时，则为 18.15dBi（一 般忽略小数位，为 18dBi）。 2.1.3 dBm、 dBw 和 dBuv 辨析 dBm、 dBw 和 dBuv 都是一个考征功率和电平绝对值的值，计算公式为： dBm=10lgP（功率值 /1mw） dBw=10lgP（功率值 /1w） dBuv=10lgP（电平值 /1uV） 换算： dBm=10lgP功率值 /1w 10-3） =dBw +30 当以接收机端电压 表示，阻抗为 50： W=V2/4R 10 lg （ 10-3） dBm = 10lg（ uV2 10-12/4R） 室内分布系统及直放站培训手册 第 4 页 共 CLXII 页 dBm -30 = dBuv-120- 10lg(4 50) dBm = dBuv-120- 23 30 dBm = dBuv-113 当 端 电压包括匹配天线，阻抗为 50： W=V2/R 10 lg （ 10-3） dBm = 10lg（ uV2 10-12/R） dBm -30 = dBuv-120- 10lg(50) dBm = dBuv-120- 17 30 dBm = dBuv-107 举例： 例 如果发射功率 P 为 1mw，折算为 dBm 后为 0dBm。 例 对于 40W 的功率，按 dBm 单位进行折算后的值应为： 10lg（ 40W/1mw)=10lg（ 40000） =10lg4+10lg10000=46dBm。 对于 40W 的功率，按 dBw 单位进行折算后的值应为： 10lg（ 40W/1w)=10lg（ 40） =10lg4+10lg10=16dBw。 2.2 无线电波 2.2.1 无线电波概述 整个电磁频谱，包含从电波到宇宙射线的各种波、光、和射线的集合。不同频率段落分别命名为无线电 波 (3KHz3000GHz)、红外线、可见光、紫外线、 X 射线、丫射线和宇宙射线。 无线电波是 电磁辐射的一种形式， 也是一种 能量传输形式， 可以在传输线路中传播，也可以在空气及真空中传播。 在传播过程中，电场和磁场在空间是相互垂直的，同时这两者又都垂直于传播方向。 无线电波传播示意图如下： 室内分布系统及直放站培训手册 第 5 页 共 CLXII 页 无线电波在空间传播时，其电场方向是按一定的规律而变化的，这种现象称 为无线电波的 极化 。无线电波的电场方向称为电波的极化方向。如果电波的电 场方向垂直于地面，我们就称它为垂直极化波。如果电波的电场方向与地面平 行，则称它为 水平极化波。 2.2.2 无线电波传播速度 无线电波和光波一样，它的传播速度和传播媒质有关。无线电波在真空中的传播速度等于光速。我们用 公里秒 表示。在媒质中的传播速度为： /，式中为传播媒质的相对介电常数。空气的相对介电常数与真空的相对介电常数很接近，略大于。因此，无线电波在空气中的传播速度略小于光速，通常我们就认为它等于光速。 2.2.3 无线电波的波长、速度与频率的关系 该关系可用式 / 表示， 其中： 为速度，单位为 m/s； 为频率，单位为 Hz； 为 波长，单位为 m。 如对于 900MHz 其波长 / 300000000（米） /900000000（ Hz） 0.33 米 33 厘米 由上述关系式不难看出，同一频率的无线电波在不 同的媒质中传播时，速度是不同的，因此波长也不一样。 2.2.4 无线电波传播的几个基本概念 多径效应 移动通信中无线电波在传播过程中会遇到各种各样的建筑物、树木、植被以及起伏的地形，会引起电波的反射、散射和绕射等 ，导致到达同一个接收机的信号是由不同路经传播过来的，这就是多径效应 ，对接收机而言，同一个信号经过不同的路经到达，必 定会有先后顺序， 不同路经到达的信号对于路经最短的信号的时延的差值称为 多径时延 ，对于有些数字通信系统（如 GSM系统）而言，多径时延会带来 多径干扰 ， 但对于有些通信系统（如 IS-95CDMA系统） 多径时延可以带来更好的接收效果 （时间分集和 RAKE 接收技术） 。 阴影效应 有大型建筑物和其他物体的阻挡而在传播接收区域上形成半盲区的现象。电波在传播途径上遇到障碍物时，总是力图绕过障碍物，再向前传播。这种现象叫做电波的 绕射 。超短波的绕射能力较弱，在高大建筑物后面会形成所谓的“阴影区”。信号质量受到影响的程度不仅 和接 收天线距建筑物的距离及建筑物的高度有关，还和频率有关。例如一个建筑物的高度为米，在距建筑物米处接收的信号质量几乎不受影响，但在距建筑物米处，接收信号场强将比无高搂时明显减弱。这时，如果接收的是兆赫的电视信号，接收信号场强比无高搂时减弱分贝，当接收兆赫的电视信号时，接收信号场强将比无高搂时减弱分贝。如果建筑物的高度增加到米时，则在距建筑物米以内，接收信号的场强都将受到影响，因而有不同程度的减弱。也就是说，频率越高，建筑物越高、越近，影响越大。相反，频率越 低，建筑物越矮、越远，影响越小。因此，架设天线 室内分布系统及直放站培训手册 第 6 页 共 CLXII 页 选择基站场地时，必须按上述原则来考虑对绕射传播可能产生的各种不利因素，并努力加以避免。 远近效应 由于接收用户的随机移动性，移动用户与基站见的距离也是随即的变化。若各移动用户发射功率一样，那么到达基站的信号强弱会有不同，离基站近信号强，离基站远信号弱。通信系统的非线性则进一步加重了这种情况，出现强者更强、弱者更弱和以强压弱的现象，通常称这类现象为远近效应。 多普勒效应 由于接收的移动用户高速运动而引起传播 频率 的扩散而引起的，其扩散程度与用户运的速度成正比 。 2.2.5 电磁波的绕射传播 电波在传播途径上遇到障碍物时，总是力图绕过障碍物，再向前传播。这种现象叫做电波的绕射。超短波的绕射能力较弱，在高大建筑物后面会形成所谓的“阴影区”。信号质量受到影响的程度不仅和接收天线距建筑物的距离及建筑物的高度有关，还和频率有关。例如一个建筑物的高度为米，在距建筑物米处接收的信号质量几乎不受影响，但在距建筑物米处，接收信号场强将比无高搂时明显减弱。这时，如果接收的是兆赫的电视信号，接收信号场强比无高搂时减弱分贝，当接收兆赫的电视信号 时，接收信号场强将比无高搂时减弱分贝。如果建筑物的高度增加到米时，则在距建筑物米以内，接收信号的场强都将受到影响，因而有不同程度的减弱。也就是说，频率越高，建筑物越高、越近，影响越大。相反，频率越低，建筑物越矮、越远，影响越小。 因此，架设天线选择基站场地时，必须按上述原则来考虑对绕射传播可能产生的各种不利因素，并努力加以避免。 2.2.6 无线电波的传播方式 直射 直射是无线电波在自由空间传播的方式。 反射 当电磁波遇到比波长大得多的物体时，就会发生反射。反射常发生在地球表面、建筑物和墙壁表面。 绕射（衍射） 波在传播时，若被一个大小接近于或小于波长的物体阻挡，就绕过这个物体，继续进行。 散射 散射就是由于介质中存在的微小粒子（异质体）或者分子对电磁波的作用，使电磁波偏离原来的传播方向而向四周传播的现象。 2.2.7 无线电波的衰落特性 衰落一般分为快衰落与慢衰落两种 慢衰落 慢衰落是由接收点周围地形地物对信号反射，使得信号电平在几十米范围内有大幅度的变化，若 MS 在没有任何障碍物的环境下移动，则某点信号电平与该点和发射机的距离有关。 室内分布系统及直放站培训手册 第 7 页 共 CLXII 页 快衰落 快衰落是叠加在慢衰落的信号上 的，这个信号衰落的速度很快，每秒钟可达到几十次，除 与地形地物有关， 与 MS 的速度和信号的 快衰落波长有关 外 ， 还与 绕射、散射和反射所产生的多个电波的叠加 也有关， 并且幅度可达几十个 dB，信号的变化呈瑞利分布，也叫 瑞利衰落 。 2.2.8 无线电波的传播损耗 对于移动通信的电波传播 ,其 传播损耗 由下 式 已知 ： - 自由空间的传播衰耗 ： Lbs 32.45+20lgD(km)+20lgf(MHz) 或 Lbs 32.45+20lgD(m)+20lgf(GHz) 使用该公式有一个先决条件，即 D 要远远大于波长，例如对于 1000MHz，波长为 30CM 当 D 为 1 米时其空间损耗实际为 30dB，但如果代入上式计算则为 32.45，与实际不符。 从以上公式可以看出，自由空间的传播损耗只与工作频率与传播距离有关。 - 室内专有无线电传播损耗模型 PL=PL(d0)+10Nsflog(d/d0)+FAF 这也是专家经过大量的试验得出的经验公式，其中 PL（ d0） 为距天线 1 米处的路径衰减：典型值为 ： 30dB(1GHZ)， 33dB(2GHz)。 Nsf 指的是同层衰减指数，介于 1.8 3.25 之间。 FAF 是衰减因子，根据实际阻挡情况选用。 - 室外宏蜂窝覆盖 路径传播衰耗 模型 对于 大区制 电波传播，已建立了许多场强预测模型，例如：平面大地模型、 Bullington模型（ BM）、 Egli 模型、 Okumura 模型、 CCIR 模型、 CAM 模型、 AP（ Allsebrooke Parsons）模型、 Malaga 模型、 LR 模型等，其中 Okumura 模型提供的数据较齐全，应用较广泛，适用于机 UHF（特高频）和 VHF（甚高频）频段，是较通用的预测模型。 一般可以利用 Okumura（奥村） 模型可计算路径损耗 。 Okumra（奥村）模型 经验公式如下： Lm=69.55+26.16lgf-13.82log(hb)-a(hm)+449.9-6.51log(hb)log(d) 其中 ： a(hm)为修正因子， 中小城市： a(hm)=2.53hm-3.8； 大城市： a(hm)=3.2lg(11.75km)12-4.97 hm 为移动用户天线高度，取 hm=1.5m, 则 a(hm)=0，通过路径损耗 Lm 可以测出覆盖距离。 2.2.9 无线电波 传播中的菲涅耳区 无线传播中的菲涅尔区是指 以收发点为焦点的一系列椭球面所包围的空间， 其中 每一个 椭球面上任一点到收发点距离之和与收发最短路径之差是半波长的整数倍，倍数n 即费涅耳区的序号。垂直于收发点连线的切面园的半径，叫做 菲 涅耳半径。 因此该 椭球区域厚度会因信号通路长度和信号频率的不同而有变化。 无线传 播主要通过菲涅尔区进行的。因此在实际传播损耗中收发点虽然可视，但会因为传播路线上菲涅尔区有物体阻挡而带来较大的传播损耗（如下图所示）。而其中又以第一菲涅尔区和 最小菲涅尔区 （ 1/3 菲涅尔区）最为重要，如果不考虑大气等的影响，在视距范围内，只要这一带菲涅尔区内没有阻挡物就可以认为是自由空间传播。 如下图所示： 室内分布系统及直放站培训手册 第 8 页 共 CLXII 页 2.2.10 无线电 频段及波段命名 无线电频段及波段命名见下表： 段号 频带名称 频率范围 波段名称 波长范围 1 极低频 3-30Hz 极长波 100kkm-10kkm 2 超低频 30-300Hz 超长波 10kkm-1kkm 3 特低频 300-3000Hz 特长波 1000km-100km 4 甚低频（ VLF） 3-30KHz 甚长波 100k-10km 5 低频（ LF） 30-300KHz 长波 10k-1km 6 中频（ MF） 300-3000KHz 中波 1000-100m 7 高频（ HF） 3-30MHz 短波 100-10m 8 甚高频（ VHF） 30-300MHz 米波 10-1m 9 特高频（ UHF） 300-3000MHz 分米波 微波 100-10cm 10 超高频（ SHF） 3-30GHz 厘米波 10-1cm 11 极高频（ EHF） 30-300GHz 毫米 波 10-1mm 12 至高频 300-3000GHz 丝米波 1-0.1mm 2.2.11 频率、频点和频段的区别 电磁波 振荡周期的倒数，每秒钟振动 (变化 )的次数称频率。 在无线通信中指最小一段作为物理信道进行信息传输的频率称为频点，这段频率的编号则称为频点号或载波号或信道号。如 GSM 系统中， 1 号频点其中心频率为 890.2MHz，频率范围为 890.1MHz 890. MHz，频点带宽为 200KHz。 在无线通信中某种制式通信系统占用的连续频率称为频段，一 般包含多个频点。对于GSM 网络，在中国使用的频段为上行 885MHz915MHz，下行频段为 930MHz960MHz。 2.3 传输线及馈线 2.3.1 传输线概述 室内分布系统及直放站培训手册 第 9 页 共 CLXII 页 连接天线和发射（或接收）机输出（或输入）端的导线称为传输线或馈线。传输线的主要任务是有效地传输信号能量。因此它应能将天线接收的信号以最小的损耗传送到接收机输入端，或将发射机发出的信号以最小的损耗传送到发射天线的输入端，同时它本身不应拾取或产生杂散干扰信号。这样，就要求传输线必须屏蔽或平衡。 当传输线的几何长度等于或大于所传送信号的波长时就叫 做长传输线，简称长线。 2.3.2 传输线分类 超短波段的传输线一般有两种：平行线传输线和同轴电缆传输线 ， 微波传输线有 同轴电缆传输线 、波导和微带等 。平行线传输线通常由两根平行的导线组成。它是对称式或平衡式的传输线。这种馈线损耗大，不能用于 UHF 频段。同轴电缆传输线的两根导线为芯线和屏蔽铜网，因铜网接地，两根导体对地不对称，因此叫做不对称式或不平衡式传输线。同轴电缆工作频率范围宽，损耗小，对静电耦合有一定的屏蔽作用，但对磁场的干扰却无能为力。使用时切忌与有强电流的线路并行走向，也不能靠近低频信号线路。 2.3.3 传输线的特性阻抗 无限长传输线上各点电压与电流的比值等于特性阻抗，用符号。表示。同轴电缆的特性阻抗 ： 。 138/ log(D/d) 。通常。 =50 /或 75 式中， D 为同轴电缆外导体铜网内径； d 为其芯线外径； 为导体间绝缘介质的相对介电 常数。由上式不难看出，馈线特性阻抗与导体直径、导体间距和导体间介质的介电常数有关，与馈线长短、工作频率以及馈线终端所接负载阻抗大小无关。 2.3. 移动通信工程常用射频同轴电缆 在移动通信设备及工程中最为常用的电缆为射频同轴电缆， 可以分为 以下几类： 柔性电缆 也称为软电缆，较常用的射频电缆，易于布线，使用方便。 半柔性电缆 半刚性电 缆 弯曲性能差，但弯曲后易于定型。 刚性电缆 也称为硬电缆，布线困难，通信工程中很少用。 波纹铜管电缆 这种电缆就为现在室内覆盖工程中最常用的电缆，电缆的外包皮为波纹状铜管，尺寸较 室内分布系统及直放站培训手册 第 10 页 共 CLXII 页 大，损耗小，容量大，电性能优越。 泄漏电缆 普通电缆 在信号传输过程中希望横向屏蔽效果最好，以最小损耗将信号从一端传送到另一端，但泄漏电缆却是希望信号在传送过程中能进行横向辐射，以达到覆盖的目的。 泄漏 电缆分耦合型泄漏电缆和辐射型泄漏电缆，其中耦合型泄漏电缆适用于宽频谱、多系统信号传送，但信号泄漏速度较快。辐射型泄漏电缆适用于小范围频段、专网信号传送，信号泄漏速度较慢。 2.4 噪声 和干扰 2.4.1 噪声 和干扰 概述 噪声 和干扰 是影响通信系统性能的重要因素之一。 噪声 按其产生来源分类为：自然噪声（天电噪声、宇宙噪声） ；人为噪声 （汽车 点火、微波炉、电动工具、发电机、高压输配电线 ） ；内部噪声 （热噪声） 。 干扰主要是来自 其他 无线电台干扰。 干扰 对通信系统的干扰可分为以下几种：同频干扰、邻频干扰、收发信机互 调干扰、阻塞干扰、收发信机寄生辐射干扰、组合频率和副波道干扰。 2.4.2 热噪声 热噪声只是众多噪声中的一种，但在一个 有大量直放站的通信网络中 ， 热噪声 是通信系统噪声的一个主要来源。 热噪声 产生是由于 自由电子在电阻一类导体 中由于热能引起 的布朗运动会产生一个交流电流成分。 电磁波产生的热噪声可以由下式计算得到： Nrs=K*T*B 其中 K：波耳兹曼常数 K=1.38*10-23J/K T：内阻的绝对温度，如 17就为 290K（开尔文） K*T： 热噪声密度 B：系统信道带宽 在室温下， 1Hz 频带宽度内产生的热噪声 功率为： PNT0B0 =(1.38X10-23 J/k*294k） (1Hz)=4.057*10-21W =4.057x10-18mW = -174dBm 对于 GSM 系统其 B 为 200KHz，则其 Nrs=K*T*B 1.38*10-23*290*200*103 = 8.1*10-16w = -151dBw = -121dBm 2.4.3 噪声系数 放大器噪声系数是指放大器输入端信号的信噪比 Sin/Nin 与输出端信号的信噪比Sout/Nout 之比值。即 ： 室内分布系统及直放站培训手册 第 11 页 共 CLXII 页 f=（ Sin/Nin） /（ Sout/Nout） 其中： Sin ：输入信号功率 Nin：输入噪声功率 Sout：输出信号功率 Nout：输出噪声功率 用 dB 表示时为： N f=10Log（ f）。 它表示信号通过放大器后信号信噪比变坏的程度。如果放大器是理想无噪声网络，则 f =1 或 N f =0dB，信号与噪声得到同样的放大。若放大器本身有噪声，则输出噪声功率等于放大后的输入噪声功率和放大器本身的噪声功率之和。即经放大器后的输出噪声为： Nout=Nin*G+NF=Nin*G+Np= Nin*NF*G 其中 g 为放大器放大倍数， NP 为放大器本身产生的噪声功率。 放大器产生的噪声为： Np=Nin*NF*g-NIN*g=（ NF-1） *Nin*g 2.4.4 级联 噪声系数 多级放大器连接示意图如下： Qin Pin1 Pout1 Pin2 Pout2 A1 A2 Nin1 Nout1 Nin2 Nout2 多级放大器的噪声系数 ： 我们先考虑二级放大器的噪声 :由于第二级放大器的输入噪声电平即为第一级放大器的输出噪声： 即（ Nin） 2=（ Nout） 1=（ Nin） 1*（ NF） 1*G1 根据上面的结论我们可知，第二级放大器的噪声功率由放大后的第一级放大器的输出噪声功率加上第二级放大器本身产生的噪声功率 NP2。 NP2=（ NF2-1） *Nin*G2 这样，第二级放大器输出噪声功率为： 室内分布系统及直放站培训手册 第 12 页 共 CLXII 页 （ Nout） 2=（ Nout） 1*G+NP2=Nin*NF1*G1*G2+（ NF2-1） *Nin*G2 按照噪声系数的定义，二级放大器噪声系数为 （ NF） 1 2=（ Nout） 2/（ Nin） *(G12) = Nin *NF1* G1*G2+（ NF2-1） *Nin*G2/( Nin*G1*G2） = NF1+（ NF2-1） / G1 采用同样方法 ,可以得 n 级级联放大器的噪声系数 （ NF） 1、 2.n= NF1+（ NF2-1） / G1+（ NF3-1） / (G1*G2） +. （ NFn-1） /(G1*G2*.Gn） 由此可见 ,多级放大器的噪声系数取决于一、二级。当出现多级放大器时，最关键的第一级不仅要求它噪声系数低，而且要求它增益尽可能大，但在室内分布系统中，由于每级之间还接入其他用户，因此，应与纯放大器的多级串联有不同的考虑，即应将所有用户状态综合起来考虑。 注意：上面所有公式中的参数都是绝对值，不是 dB 值。 2.4.5 噪声系数 的测量方法 方法 1： 使用噪声系数测试仪 使用噪声系数测试仪是测量噪声系数的最直接方法。在大多数情况下也 是最准确地。工程师可在特定的频率范围内测量噪声系数，分析仪能够同时显示增益和噪声系数帮助测量。分析仪具有频率限制。例如， Agilent N8973A 可工作频率为 10MHz 至 3GHz。当测量很高的噪声系数时，例如噪声系数超过 10dB，测量结果非常不准确。这种方法需要非常昂贵的设备。 方法 2： 使用 一般频谱仪 测试 根据计算的设备的热噪声 Nrs，测量出设备的增益 G，再测量出设备的噪声 No，则噪声系数可以由下式得出： NF=No G Nrs。不过这种方法可以用来大略判断设备的噪声系数，并不是非常准 确。 在用这种方法测试中，要注意频谱仪的 RBW（测试带宽），如将 RBW设置为 100KHz，设备的上行增益 G 测得为 90dB，上行噪声 No 为 -29dBm，则上行噪声系数 NF=No G Nrs -29-90-（ -124） 5dB。 2.4.6 噪声 叠加 下面我们举直放站上行噪声叠加到基站的例子来说明噪声叠加。 设直放站的上行增益为 Gbp 上 ， Gbp 上 直放站 BP 基站BTS LBTS-bp 综合传输损耗 室内分布系统及直放站培训手册 第 13 页 共 CLXII 页 直放站 到达基站的噪声电平为： (Npbts) = Npbp+Gbp 上 Lbts-bp 基站总的噪声电平为： (Npbts)total = 10lg 10Npbts /10+10 (Npbts)/10 直放站 噪声使 基站的噪声电平 升高 为： ROT = (Npbts)total Npbts = 10 lg10(Npbts / 10) +10 (Npbts)/10 Npbts = 10lg 10Npbts / 10 +10 (Npbts)/10 10lg 10Npbts / 10 =10lg 10Npbts / 10 +10 (Npbts)/10 /10Npbts / 10 =10lg 1 +10 (Npbts )/10- Npbts / 10 =10lg 1 +10 (Npbts) Npbts) /10 =10lg 1 +10 (KTB+Nfbp+Gbp 上 Lbts-bp (KTB+Nfbts) /10 =10lg 1 +10(Nfbp+Gbp 上 Lbts-bp Nfbts) /10 例 设一个 GSM 直放站上行增益为 85dB，上行噪声系数为 5，施主基站噪声系数为5， 基站到直放站路经损耗为 95dB， 不考虑其他干扰，计算 这时基站底噪总共为多少？ 该直放站对施主基站的底噪提高多少？ 计算：基站热噪声为： Nrs-bts = -121+5= -116dBm 直放站到达基站的噪声为： Nbts-rp = -121+85+5-95 = -126dBm 这时基站底噪为： (Npbts)total = 10lg 10Nrs-bts /10+10Nbts-rp /10 室内分布系统及直放站培训手册 第 14 页 共 CLXII 页 = 10lg 10-11.6+10-12.6 = 10lg 10-11.6(1+10-1) = -116+0.4 = -115.6 dBm 直放站对基站的底噪提高为： -115.6 - (-116) = 0.4dB 即直放站使施主基站灵敏度下降了 0.4dB。 2.4.7 信噪比、信干比和信纳比 有用信号 signal，噪声 noise（热噪声等），其它畸变 （失真） 信号 distortion， 干扰信号 interference等 ，它们相互之间的关系如下： 信噪比 signal/noise； 信干比 signal/（ noise interference)； 信纳比 signal/（ noise distortion+interference)； 但在实际应用中，往往将信噪比与信干比等同来使用，而一般情况下，信号失真度较小，也比较难测量得到，因此信纳比一般用得不多。 2.5 驻波比、反射系数、回波损耗 驻波比是衡量两个射频设备阻抗是否匹配的间接参数， 什么叫 匹配 ？简单地说，馈线终端所接负载阻抗 L 等于馈线特性阻抗 0 时，称为馈线终端是匹配连接的。匹配时，馈线上只存在传向终端负载的入射波，而没有由终端负载产生的反射波 我们平时所说得驻波比为电压驻波比 VSWR，简称为 SWR，其计算式为： SWR = ( Po / R + Pr / R) ( Po / R - Pr / R) = ( Po + Pr) ( Po / - Pr ) 其中： Po：进入测试系统端口的功率 ，单位为 W 或 mW； Pr：从测试系统反射回来的功率 ，单位为 W 或 mW。 R：天馈阻抗。 如下图所示，设备输出 10W 功率，发射出去的 有 9.5W，反射回来的有 0.5W。 室内分布系统及直放站培训手册 第 15 页 共 CLXII 页 理想系统（阻抗完全匹配）的反射功率即 Pr 为零，故而 SWR 为 1，实际中驻波肯定大于 1。我们一般用网络分析仪来测试驻波。如果端口驻波太大，则说明反射回来的功率比较大，造成信号的损失，系统发热等影响。 反射系数 T Pr Po，是指反射功率与入射功率的比值再开平方，因此驻波比 SWR（ 1 T） /（ 1 T）； 回波损耗：它是反射系数绝对值的倒数，以分贝值表示 ，即： Hdb 20lg（ 1/T） 20lg（ SWR 1） /（ SWR 1） 回波损耗的值在 0dB 的到无穷大之间，回 波损耗越大表示匹配越 好 ， 0 表示全反射，无穷大表示完全匹配。 下表为三个相关参数部分值的对应表： T 0.024 0.032 0.048 0.056 0.10 0.0178 0.200 0.316 0.330 VSWR 1.05 1.07 1.10 1.12 1.22 1.43 1.50 1.92 2.00 Hdb 32.3 30.0 26.4 25.0 20.0 15.0 14.0 10.0 9.6 移动通信系统中，一般要求 驻波比小于 1.5，此时 回波损耗 为 14dB，反射系数为 0.2。 驻波比太高就会引 起回波和反射波加大，进一步削弱了直射有用信号，但噪声电平并不因反射而减少，因而造成了信噪比的下降。驻波比太高还会产生很多的回波干扰，最后将全部折合到噪声电平上来，引起系统信噪比的进一步下降。 例 设直放站下行输出 功率 为 100mW，反射 功率 25mW，计算该设备下行输出的驻波比。 SWR = ( Po + Pr) ( Po - Pr) = ( 100+ 25) ( 100 - 25) = (10+ 5) (10 - 5) = 15 5 = 3 室内分布系统及直放站培训手册 第 16 页 共 CLXII 页 2.6 电磁兼容（ EMC） 由于电磁干扰 源的大量普遍曾在，电磁干扰现象经常发生。如果在一个系统中各种用电设备能和谐正常工作而不致相互发生电磁干扰造成性能改变和遭受损坏，人们就满意的称这个系统中的用电设备是相互兼容的。但是随着用电设备功能的多样化、结构的复杂化、功率加大和频率提高，同时它们的灵敏度已越来越高，这种相互包容兼顾、各显其能的状态很难获得。为了使系统达到电磁兼容，必须以系统的电磁环境为依据，要求每个用电设备不产生超过一定限度的电磁发射，同时又要求它具有一定的抗干扰能力。只有对每一个设备作这两方面的约束，才能保证系统达到完全兼容。 因此 人们对电磁兼容的含义作出了科学的概括，认为电磁兼容是 设备（分系统、系统）在共同的电磁环境中。能一起执行各自功能的共存状态。即该设备不会由于受到处于同一电磁环境中的其他设备的电磁发射导致或遭受不允许的降级，它也不会使同一电磁环境中其它设备（分系统、系统）应受其电磁发射而导致或遭受不允许的降级。 2.7 无源器件 2. . 无源器件概述 无源器件是指不需要电源可以对电磁波进行处理的器件，包括合路器件、分路器件、馈线 、连接器和 天线等等 ，在实际应用中一般将这类除天线和馈线外的器件称为无源器件 。无线通信系统 中用到的无源器件有以下几种：功分器、耦合器、合路器、电桥、衰减器、负载、环行器 和 POI（多系统合路平台） 。 见下图所示几种无源器件： 2. . 无源器件中的几个较常用指标 插损 当某一器件或部件接入传输电路后所增加的衰减，单位用 dB 表示。 在无源器件中插损有时指的是不包含分配损耗，有时又包括分配损耗。如对于一个 10耦合器，输入 100mW的信号功率，那么对于主通路的分配损耗 为 10lg(100) - 10lg(100-10) = 20 19.54 = 0.46，如果不包含分配损耗的插损为 0.3dB，那 么包含分配损耗的插损为 0.3 0.46 = 0.76dB。 例 如果一个无源器件输出的信号是输入信号的 1/100，试问该器件的插入损耗是多少？ L 10lg(1/100) = 20dB。 带内波动 给无源器件输入扫频信号，观察输出信号，在有效工作频带内最大和最小电平之间的差值。如下图中的 。 工作带宽 无源器件通过最高频率与最低频率的差值。 不管是有源还是无源设备带宽一般指 3dB 室内分布系统及直放站培训手册 第 17 页 共 CLXII 页 带宽 ， 即信号下降 dB 的带宽 。 选择性（带外衰减） 衡量工作频带内的增益及带外辐射的抑制能力 ，如上图所 示 。衰减越大，选择性越好。理想的滤波器的幅频特性应该是一个矩形。 隔离度 一个 端口信号泄漏到其他端口的功率与原有功率之比，单位为 dB，也可以理解为路经损耗，如二功分器两个输出端口的隔离度实际就为两个端口的路经损耗，测量方法为将某一强度的信号输入到其中一个输出端口，在另一个输出端口测量该信号的信号强度 ，两个信号强度之差就为二功分器的隔离度。 此外还有 驻波比、功率容量、 无源 三阶互调 （ PIM3） 等指标。 2. . 功分器 和耦合器 二 功分器 四 功分器 室内分布系统及直放站培训手册 第 18 页 共 CLXII 页 耦合器 功分器用于系统中功率的均匀分配 耦合器用于系统中功率的不均匀分配 按照结构分为：腔体器件和微带器件 腔体器件 插损小，稳定性高，功率容限大，价格高 微带器件 插损大，稳定差，功率容限低，价格低 2. . dB 电桥和合路器 二进一出电桥 二进二出电桥 合路器 3dB 电桥用于同频的合路 不同频段间的合路可以采用异频合路器 GSM&CDMA 双频合路器， GSM&DCS&3G 三频合路器 室内分布系统及直放站培训手册 第 19 页 共 CLXII 页 直放站内置的 双工器 其实也是一种合路器，只不过是用来合路同一个通信系统的上下行信号。 合路器同时也可以用作分路器。 2. . 衰减器和负载 衰减器 负载 衰减器用于减小信号电平； 负载用于吸收末端的信号，同时做到良好匹配 ； 2. . 滤波器 滤波器是具有频率选择作用的电路或运算处理系统。按所处理信号形式不同，滤波器可分为模拟滤波器与数字滤波器两类；按功能滤波器可分为低通、高通、带通与带阻四类。 低通滤波器抑制较高频段的信号，通过较低频段信号。 高通滤波器抑制较低频段的信号，通过较高频段信号。 带通滤波器可通过某段频带信号，抑制其余频段信号。 带阻滤波器抑制某段 频带信号，需要通过其余频段信号。 2. . 环行器 室内分布系统及直放站培训手册 第 20 页 共 CLXII 页 环行器是使信号单方向传输的器件。所有射频信号以同样的环形方向传输，但是只能从一个端口出去，所有射频信号必须从它遇到的第一个端口出来。 2. . POI(多系统合路 平台 ) POI(多系统合路 平台 )用于将多个通信系统的信号合路后进行覆盖，合路时一般会将 室内分布系统及直放站培训手册 第 21 页 共 CLXII 页 上下行分开进行合路。 多系统合路平台实际上很多个滤波器组成的。 2. 射频同轴 连接器 常用的射频连接器可以分为以下几类： 标准型（ N 系列和 C 系列） N 系列是目前大量使用的连接器，工作频率为 011GHz，采用螺纹连接，可以配接 312MM 柔性、半柔性和半刚性电缆。 C 系列使用不多，工作频率也为 011GHz，采用内卡口方式连接。 小 型（ BNC 系列和 TNC 系列） BNC 系列是目前大量使用的连接器，工作频率为 04GHz，采用外卡口连接，连接方便，适用于频繁连接与分离，在测试中使用较多。 TNC 系列是 BNC 系列螺纹式变形，工作频率为 011GHz，连接牢靠，抗震性好，多用于军用设备。 超 小 型（ SMA、 SMB、 SMC、 MCX、 BMA、 SAA） SMA 采用螺纹连接 ，工作频率为 018GHz， 多用于民用通信设备内部配件的连接 。 SMB 采用带止动件的推入式连接 ，工作频率为 0 GHz， 占用空间小， 连接牢靠，抗震性好，多用于 仪器仪表 。 SMC 是 SMB 螺纹式变形，工作频率为 011GHz，尺寸与 SMB 一样，多用于雷达、导航等军用设备。 MCX 与 SMC 功能大致相同，但体积更小，目前使用也越来越广泛。 室内分布系统及直放站培训手册 第 22 页 共 CLXII 页 2. 天线 2. . 天线概述 在无线通信系统中，与外界传播媒介接口是天线系统。 天线辐射和接收无线电波：发射时，把高频电流转换为电磁波；接收时把电磁波转换为高频 电流。 天线的型号、增益、方向图、驱动天线功率、简单或复杂的天线配置和天线极化等都影响系统的性能。 无线电发射机输出的射频信号功率，通过馈线（电缆）输送到天线，由天线以电磁波形式辐射出去。电磁波到达接收地点后，由天线接下来（仅仅接收很小很小一部分功率），并通过馈线送到无线电接收机。可见，天线是发射和接收电磁波的一个重要的无线电设备，没有天线也就没有无线电通信。 天线品种繁多，以供不同频率、不同用途、不同场合、不同要求等不同情况下使用。对于众多品种的天线，进行适当的分类是必要的： 按用途分类，可分为通信天线、电视天线、雷达天线等； 按工作频段分类，可分为短波天线、超短波天线、微波天线等；按方向性分类，可分为全向天线、定向天线等；按外形分类，可分为线状天线、面状天线等。 2. . 天线增益 增益是天线系统的最重要参数之一，天线增益的定义与全向天线或半波振子天线有关。 天线 增益是指：在输入功率相等的条件下，实际天线与理想的辐射单元在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的程度。增益显然与天线方向图有密切的关系，方向图主瓣越窄，副瓣越小， 增益越高。 可以这样来理解增益的物理含义 -为在一定的距离上的某点处产生一定大小的信号，如果用理想的无方向性点源作为发射天线，需要 100W 的输入功率，而用增益为 G = 13 dB = 20 的某定向天线作为发射天线时，输入功率只需 100 / 20 = 5W， 换言之，某天线的增益，就其最大辐射方向上的辐射效果来说，与无方向性的理想点源相比，把输入功率放大的倍数。 全向辐射器是假设在所有方向上都辐射等功率的辐射器，在某一方向的天线增益是该方向上的场强。定向辐射器在该方向产生辐射强度之比，见下图天 线增益比较： 2. . 天线方向图 室内分布系统及直放站培训手册 第 23 页 共 CLXII 页 天线的辐射电磁场在固定距离上随角坐标分布的图形，称为方向图。用辐射场强表示的称为场强方向图，用功率密度表示的称之功率方向图，用相位表示的称为相位方向图。天线方向图是空间立体图形，但是通常应用的是两个互相垂直的主平面內的方向图，称为平面方向图。在线性天线中，由于地面影响较大，都采用垂直面和水平面作为主平面。在面型天线中，则采用 E 平面和 H 平面作为两个主平面。归一化方向图取最大值为一。 在方向图中，包含所需最大辐射方向的辐射波瓣叫天线主波瓣，也称天线波束。主瓣之外的波瓣叫副 瓣或旁瓣或边瓣，与主瓣相反方向上的旁瓣叫后瓣，见下图： 全向天线水平波瓣和垂直波瓣图，其天线外形为圆柱型 ，如下图所示： 通常会用到天线方向图的以下一些参数： 零功率波瓣宽度，指主瓣最大值两边两个零辐射方向之间的夹角。 半功率点波瓣宽度，指最大值下降到 0.707（即下降 3dB)点的夹角。 副瓣电平，指副瓣最大值和主瓣最大值之比。 前后比等。 2. . 天线极化 极化是描述电磁波场强矢量空间指向的一个辐射特性，当没有特别说明时，通常以 室内分布系统及直放站培训手册 第 24 页 共 CLXII 页 电场矢量的空间指向作为电磁波的极化方向，而且是指在该天线的 最大辐射方向上的电场矢量来说的。电场矢量在空间的取向在任何时间都保持不变的电磁波叫直线极化波，有时以地面作参考，将电场矢量方向与地面平行的波叫水平极化波，与地面垂直的波叫垂直极化波。由于水平极化波和入射面垂直，故又称正交极化波；垂直极化波的电场矢量与入射平面平行，称之平行极化波。电场矢量和传播方向构成平面叫极化平面。 电场矢量在空间的取向有的时候并不固定，电场失量端点描绘的轨迹是圆，称圆极化波；若轨迹是椭圆，称之为椭圆极化波，椭圆极化波和圆极化波都 有旋相性。不论圆极化波或椭圆极化波，都可由两个互相垂直线性极 化波合成。若大小相等合成圆极化波，不相等则合成椭圆极化波。天线可能会在非预定的极化上辐射不需要的能量。这种不需要的能量称为交叉极化辐射分量。对线极化天线而言，交叉极化和 预定的极化方向垂直。对于圆极化天线，交叉极化与预订极化的旋向相反。所以交叉极化称正交极化。 2. . 天线其他指标 电压驻波比（ VSWR） VSWR 在移动通信蜂窝系统的基站天线中，其最大值应小于或等于 1.5:1。天线输入阻抗与特性阻抗不一致时，产生 的反射波和入射波在馈线上叠加形成驻波，其相邻电压最大值和最小值之比就是电压驻波比。 电压驻波比过大，将 缩短通信距离，而且反射功率将返回发射机功放部分，容易烧坏功放管，影响通信系统正常工作。 前后比（ F/B） 天线的后向 180 30以内的副瓣电平与最大波束之差，用正值表示。一般天线的前后比在 18 45dB 之间。对于密集市区要积极采用前后比大的天线，如 40dB。 端口隔离度 对于多端口天线，如双极化天线、双频段双极化天线，收发共用时端口之间的隔离度应大于 30dB。 回波损耗 指在天线的接头处的反射功率与入射功率的比值。回波损耗反映了天线的匹配特性。 功率容量 指平均 功率容量，天线包括匹配、平衡、移相等其它耦合装置，其所承受的功率是有限的，考虑到基站天线的实际最大输入功率（单载波功率为 20W),若天线的 一个端口最多输入六个载波，则天线的输入功率为 120W,因此天线的单端口功率容量应大于 200W（环境温度为 65时）。 零点填充 基站天线垂直面内采用赋形波束设计时，为了使业务区内的辐射电平更匀，下副瓣第一零点需要填充，不能有明显的零深。通常零深相对于主波大于 -20dB 即表示天线有零点填充，对于大区制基站天线无这一要求。高益天线尤其需要采取零点填充技术来有效改善近处 覆盖。 上副瓣抑制 对于小区制蜂窝系统，为了提高频率复用能力， 减少对邻区的同频干扰，站天线波束赋形时应尽可能降低那些瞄准干扰区的副瓣，提高 D/U 值，上一副瓣 增益 应小于 -18dB，对于大区制基站天线无这一要求。 天线输入接口 为了改善无源交调及射频连接的可靠性，基站天线的输入接口采 7/16DIN-Female，在天线使用前，端口上应有保护盖，以免生成氧化物或入杂质。 室内分布系统及直放站培训手册 第 25 页 共 CLXII 页 无源互调（ PIM） 所谓无源互调特性是指接头，馈线，天线，滤波器等无源部件工作在多个频的大功率信号条件下由于部件本身存在非 线性而引起的互调效应。通常认为无源部件是线性的，但是在大功率条件下无源部件都不同程度地存在定的非线性，这种非线性主要是由以下因素引起的： 不同材料的金属的触； 相同材料的接触表面不光滑； 连接处不紧密； 存在磁性物质等。互调产物的存在会对通信系统产生干扰，特别是落在接收带内的互调产物对系统的接收性能产生严重影响，因此在 GSM 系统中对接头，电缆，天线无源部件的互调特性都有严格的要求。我们选用的厂家的接头的无源互调标可达到 -150dBc，电缆的无源互调指标可达到-170dBc，天线的无源互调标可达到 -150dBc。 天线尺寸和重量 为了便于天线储存、运输、安装及安全，在满足各项电气指标情况下，天的外形尺寸应尽可能小，重量尽可能轻。 风载荷 基站天线通常安装在高楼及铁塔上，尤其在沿海地区，常年风速较大，要天线在 36m/s 时正常工作，在 55m/s 时不破坏。 工作温度和湿度 基站天线应在环境温度 -40 -+65范围内正常工作。基站天线应在环境相对湿度0-100%范围内正常工作。 雷电防护 基站天线所有射频输入端口均要求直流直接接地。 三防能力 基站天线必须具备三防能力，即：防潮、防盐 雾、防霉菌。对于基站全向天线必须允许天线倒置安装，同时满足三防要求。 2.10 三阶 互 调 2.10. 互调 概述 互调 （有时也称交调） 是指非线性射频线路中，两个或多个频率混合后所产生的噪音信号。互调产生的本来并不存在“错误”信号，此信号会被系统误认为是真实的信号。互调可由有源元件（无线电设备、二极管）或无 源元件（电缆、接头、天线、滤波器）引起，产生的原因有：构件材料、因为磁滞的关系、铁质材料是属非线性的材料不纯、电镀问题、接触区域 /电流密度和触点压力等原因 。 载波为 A 和 B 的信号 同时通过一个器件 ， 会 产生如 下互调信号： 1 阶： A， B 2 阶：（ A+B），（ A-B） 3 阶：（ 2A B），（ 2B A） 4 阶：（ 3A B），（ 3B A），（ 2A 2B） 5 阶：（ 4A B），（ 4B A），（ 3A 2B），（ 3B 2A） 互调信号对通信系统来说是一种失真信号，会对系统产生干扰，降低信纳比。较高功率的发射信号通常会混合产生互调信号，最后进入接收波段。而基站天线接收的信号通常功率较低。如果互调信号与实际的接收信号具有相近或较高的功率，系统会误把互调信号视为真实信号。其中以三阶互调失真信号对系统的影响最大。假如功放输 入两个信号 A 和 B，其中 A=935MHz， B=960MHz，则会产生下面两个三阶互调信号： 室内分布系统及直放站培训手册 第 26 页 共 CLXII 页 2A-B=1870-960=910MHz 2B-A=1920-935=985MHz 其中互调信号 2A-B 进入 GSM BTS 接收波段，对 BT S 接收产生较大影响。 2.10. 三阶互调 三阶互调产生机理见下图： 双频交调检测概念 三阶 互调 性能可以用以下两种参数定义： 三阶 互调 输出截止点 （也称截取点或截获点） OIP3（ dBm） =P0UT（ dBm） +P0UT（ dBm） -POUT 3（ dBm） /2 P0UT 和 POUT 3 是输出点一阶和三阶信号的功率电平。 OIP3 参数实际上并不存在， 从数学的角度看， OIP3 是在基波和三阶失真输出曲线交点的理论输入功率 （见下图） 。 蓝色 线是基波 (有用的 )信号输出功率随输入功率变化的曲线， 绿色 线是三阶失真输出功率随输入功率变化的曲线。 绿色 线的斜率是 蓝色 线斜率的 3 倍 (以 dB 为单位 )理论上会与 A 相交。这个交点就是三阶 互调输出 截 止 点。在这一点时假设的输入功率就是输入 IIP3，输出功率就是输出 OIP3。 该参数 只是为了表征器件三阶互调的人为计算出 来的参数，该值越大，说明器件 线性度越好， 产生的互调干扰信号越小。 三阶 互调 抑制（ dBc） IMD3= P0 u t（ dBm） -POUT3（ dBm） 三阶互调抑制也是表征器件三阶互调指标的一个参数，该指标越大，说明器件对三阶互调抑制能力越强，产生的互调干扰信号越小。 该指标会随着输出功率的增加而恶化。 OIP3 和 IMD3 的关系 OIP3（ dBm） =P0UT（ dBm） +P0UT（ dBm） -POUT 3（ dBm） /2 =P0UT（ dBm） + IMD3/2 Pin、 Pout、 IM3、 IIP3、 OIP3、 G、 P1dB 等指标之间的关系如 下图 所示 ： 室内分布系统及直放站培训手册 第 27 页 共 CLXII 页 G ( dB )IM 3 ( dBm )P1 dB( dBm )OIP 3 ( dBm )IIP 3 ( dBm )IMD 3 ( dBc )图中 ： 、 蓝色线表示线性放大器理想输出曲线 。 、 红色线表示放大器实际输出特性曲线 。 、 绿色线表示三阶互调特性曲线 。Pout( dBm )P in ( dBm )Slope = 1Slope = 3 图 1： IM3、 IIP3、 OIP3、 G、 P1dB等指标之间的关系图 Pin： 输入电平 Pout： 输出电平 IM3： 三阶互调电平 IIP3： 输入三阶互调 截止 电平 OIP3： 输出三阶 互调截止 电平 G： 增益 P1dB： dB 压缩点 IMD3： 三阶互调抑制 名词解释： IIP3（输入三阶互调截止电平）：与指 OIP3 一样， 实际上并不存在，只是为了表征器件三阶互调的人为计算出来的参数，该值越大 ，说明器件的三阶互调指标越好，产生的互调干扰信号越小。 P1dB（ dB 压缩点） ：放大器有一个线性动态范围，在这个范围内，放大器的输出功率随输入功率线性增加。随着输入功率的继续增大，放大器进入非线性区，其输出功率不再随输入功率的增加而线性增加，也就是说，其输出功率低于小信号增益所预计的值。通常把增益下降到比线性增益低 1dB 时的输出功率值定义为输出功率的 1dB 压缩点，用 P1dB 表示 ，也一般为设备的额定输出功率 。 如一台 W直放站， 下行 增益为 90dB，当 下行 输入小于 -58dBm 时 下行 输出随着 下行 输入的变化一直呈线 性变化， 但当下行输入大于 -58dBm 时，由于设备自动增益控制或自动电平控制的原因，下行输出并不随着下行输入线性增加，如下行输入为 -56dBm，此时 实际 下行输出为 33dBm， 而按照线性应该为 34dBm，即下行增益被压缩了dB，则 33dBm 就为该直放站的 P1dB（ dB压缩点） 也即设备的额定输出功率 。 当功率超过 P1dB 时，增益将迅速下降并达到一个最大的或完全饱和的输出功率，其值比 P1dB 大 3-4dB。 对于射频放大器、中频放大器、混频器等器件， OIP3 一般比 P1dB 大 10 15dB。 各指标之间的数学关 系如下 （用平面几何知识可以完成下列各式的推导） ： 室内分布系统及直放站培训手册 第 28 页 共 CLXII 页 Pout (dBm) = Pin (dBm) + G (dB) （ 1） OIP3 (dBm) = IIP3 (dBm) + G (dB) （ 2） OIP3 (dBm) = Pout (dBm) +IMD3/2 (dBc) （ 3） IIP3 (dBm) = Pin (dBm) +IMD3/2 (dBc) （ 4） IM3 (dBm) = 3Pin (dBm) 2IIP3 (dBm) + G (dB) = 3Pout (dBm) 2IIP3 (dBm) 2G (dB) = 3Pout (dBm) 2OIP3 (dBm) （ 5） 当某器件的输出信号 Pout 比 P1dB 小 10dB 时， IMD3 的值（ OIP3 一般比 P1dB 大 1015dB）。根据式（ 3）可知， IMD3 在 40 50dBc 之间。 当某器件的输出信号 Pout 比 P1dB 小 20dB 时， IMD3 的值（ OIP3 一般比 P1dB 大 1015dB）。根据式（ 3）可知， IMD3 在 60 70dBc 之间。 2.11 分集接收 技术 2.11.1 分集接收 技术 概述 快衰落信道中接收的信号是到达接收机的各条路径分量的合成。如果在接收端同时获得几个不同路径的信号，将这些信号适当合并构成总的接收信号，则能够大大减小衰落的影响。这就是分集接收的基本思想。分集两个字就是分散得到几个合成信号并集中这些信号的意思。只要被分集的几个信号之间是统计独立的，那么经适当的合并后就能是系统性能大为改善。 2.11. 分集接收的分类 互相独立或基本独立的一些接收信号，一般可利用不同路径或不同频率、不同角度、不同极化等接 收手段来获取。于是大致有如下几种分集方式： 空间分集 空间分集是利用多副接收天线来实现的。在发端采用一副天线发射，而在接收端采用多副天线接收。接收端天线之间的距离 d/2（ 为工作波长），以保证接收天线输出信号的衰落特性是相互独立的，也就是说，当某一副接收天线的输出信号很低时，其他接收天线的输出则不一定在这同一时刻也出现幅度低的现象，经相应的合并电路从中选出信号幅度较大、信噪比最佳的一路，得到一个总的接收天线输出信号，从而降低了信道衰落的影响，改善了传输的可靠性。该技术在频分（ FDMA）移动通 信系统、时分系统（ TDMA）及码分系统（ CDMA）中都有应用。 时间分集 时间分集就是将要传输的信息分别在不同的时隙发射出去，要求重发信号的时隙间隔要大于信道相干时间，以保证重发信号在时域上的独立性，在接收端就可以得到衰落特性不相干的信号。若将信号以大于相干时间的时间间隔重复传输 M 次，就可以得到 M 条独立的分集支路。 极化分集 在移动信道中，两个在同一地点极化方向相互正交的天线发出的信号呈现出互不相关的衰落特性。利用这一特点，在发端同一地点装上垂直极化和水平极化两副发射天线，在收端同一地点 装上垂直极化和水平极化两副接收天线，就可以得到两路衰落特性互不相关 室内分布系统及直放站培训手册 第 29 页 共 CLXII 页 的极化分量。极化分集实际上是空间分集的特殊情况。这种方法的优点是结构紧凑，节省空间，缺点是由于发射功率要分配到两副天线上，将有 3 dB 的信号功率损失。 频率分集 频率分集就是将信息分别在不同的载频上发射出去，要求载频间的频率间隔要大于信道相关带宽，以保证各频率分集信号在频域上的独立性，在接收端就可以得到衰落特性不相干的信号。在移动通信系统中，可采用信号载波频率跳变 （跳频） 扩展频谱技术来达到频率分集的目的。和空间分集相比，频率分集的优 点是减少了天线数目，缺点是要占用更多的频谱资源，在发端需要多部发射机。 角度分集 由于地形地貌及建筑物等通信环境的不同，到达接收端的信号来自不同的方向。在接收端利用方向性天线，分别指向不同的方向，则每个方向性天线收到的信号是互不相关的。采用这种方案，移动台比基地台的电路更有效。 多径分集 由于地面上建筑物等的影响，以及移动台本身移动速度和方向的任意性，使得移动台 接收到的信号是经过多路反射、散射的传播路径后信号的叠加。由于这些信号经过的路径不同，到达接收端的时延和幅度各不相同，使接 收到的信号是一个多径衰落信号。通常这一多径衰落信号的时延差很小且是随机的，对于窄带系统（如模拟 TACS、数字GSM 系统），在同一地点，到达的各路信号是相关的，无法分离。只有特定设计的扩频信号才可以进行分离，分离的手段是相关接收。因此，多径分集也称 码分集 ，它要求直扩系统的时间（ T）与带宽（ W）积的远大于 1，即 TW1，对于带宽为 W 的系统，所能分离的最小路径时延差为 1/W，对于直扩序列的码片宽度为 Tc 的系统，所能分离的最小路径时延差为 Tc，并且要求直扩序列信号的自相关性和互相关性要好。使用 RAKE 接收技术，利 用伪随机码的相关性，对各路信号分别进行相关接收，提出不同时延的相关峰，然后进行适当的合并，再进行信息解调。从而既克服了多径效应问题，又等效增加了接收功率（或发射功率）。 上述分集方式中，空间分集和频率分集用得较多，当然还有其它的分集方法，需要指出的是，分集方法均不是互相排斥的。在实际使用时可以是组合式的。比如，可以采用二重空间分集、二重频率分集来构成四重分集。 2.11. 分集接收合并技术 最大比合并 在接收端由 N 个分集支路，经过相位调整后，按照适当的增益系数，同相相加，在送入检测器进行监测 等增益合并 在接收端由 N 个分集支路，经过相位调整后，按照相等的增益系数，同相相加，在送入检测器进行监测 选择性合并 在 N 个分集支路中选择具有最大信噪比的支路作为输出 最大比合并和等增益合并的效果相差 1dB 左右。 选择性合并效果最差。 在 CDMA 系统中 软切换的下行合并采用最大比合并，上行采用选择合并；更软切换中上下行都采用最大比合并。 室内分布系统及直放站培训手册 第 30 页 共 CLXII 页 以上各合并方式改善总接收信噪比的能力不同 ,如图所示。图中 n 为分集的重数， r 为合并后输出信噪比的平均值。从图中可以看出，最大比值合并方式性 能最好，等增益相加方式次之，最佳选择方式最差。 图 三种合并方法的比较 从总的分集效果来说，分集接收除了能提高接收信号的电平外，主要是改善了衰落特性，使信道的衰落平滑了、减小了。例如，如果不分集时，误码率为 10-2，如果采用四重分集时，误码率可降至 10-7。由此可见，采用分集接收方法对随参信道特性的改善是十分有效的。 2.12 网络的 OSI 七层模型 2.12.1 概述 为了解决不同系统的互连问题， ISO（ International Organization for Standardization，国际标准化组织）于 1977 年提出了一种不基于特定机型、操作系统或公司的网络体系结构，即“开放系统互连参考模型” OSI（ Open System Interconnection）。 OSI 定义了异种机连网的标准框架，为连接分散的“开放”系统提供了基础，既任何两个遵守 OSI 标准的系统可以进行互连。 OSI 采用分层结构化技术，将整个网络的通信功能分为 7 层（ Layer），由低层到高分别是： 物理层 （ Physical Layer）、 数据链路层 （ Data Link layer） 、网络层 （ Network Layer）、 传输层 （ Transport Layer）、 会话层 （ Session Layer）、 表示层 （ Presentation Layer）、 应用层（ Application Layer）。该模型层次的划分是从逻辑上将功能分组，每一层完成一特定功能，功能类似或相关的归于一层，各层功能 明确且易于管理；每一层的真正功能是为其上一层提供服务。 OSI 参考模如图所示： 室内分布系统及直放站培训手册 第 31 页 共 CLXII 页 2.12.2 OSI 各层的基本功能： 物理层 提供为建立、维护和拆除物理链路所需的机械的、电气的、功能和规程的特性；提供有关在传输介质上传输非结构的位流及物理链路故障检测指示。 数据链路层 为网络层实体提供点到点无差错帧传输功能，并进行流控制。 网络层 为传输层实体提供端到端的交换网络数据传送功能，使得传输层摆脱路径选择、交换方式、拥挤控制等网络传输细节；可以为传输层实体建立、维持和拆除一条或多条通信路径； 对网络传输中发生的不可恢复的差错予以报告。 传输层 为会话层实体提供透明的、可靠的数据传输服务，保证端到端的数据完整性；选择网络层能提供的最适宜的服务；提供建立、维护和拆除传输连接功能。 会话层 为彼此合作的表示层实体提供建立、维护和结束会话连接的功能。完成通信进程的逻辑名字与物理名字间的对应；提供会话管理服务。 表示层 为应用层进程提供能解释所交换信息含义的一组服务，如代码转换、格式转换、文本压缩、文本加密与解密等。 应用层 提供 OSI 用户服务，如语音、数据、文件的传送、电子邮件等应用功能 模块。 2.13 其他一些 无线通信基本知识 2.13.1 全双工、半双工、单工 室内分布系统及直放站培训手册 第 32 页 共 CLXII 页 所谓全双工工作就是通信双方可以同时进行收发工作；就是说，通信的双方都可以在同一时间又说又听，互不干扰，就叫全双工。 若一方可同时进行收发工作，而另一方只能单工工作，则称为半双工工作若某一时间通信的双方只能进行一种工作，即在一个时间里要么说，要么听，只可选择一样，则称为单工工作。 2.13.2 覆盖路损预算 上下行平衡 覆盖路损预算是指结合接收机接收灵敏度、发射机发射功率和各种增益、损耗的叠加预算出来的最大路经损耗，分上行 和下行，如果上下行路经损耗不同，尤其是上行小于下行就会出现上下行不平衡，需要在工程设计中克服。 语音 数据 1 数据 2 区分 下行 上行 下行 上行 下行 上行 信息速率 (KHz) 8 8 144 144 144 28.8 平均 TX/TCH(dBm) 30 24 30 24 30 24 最大 TX/TCH(dBm) 30 24 30 24 37.14 24 电缆损耗 (db) 2 0 2 0 2 0 TX 天线增益 (db) 13 0 13 0 13 0 TX EIRP/TCH(db) 4l 24 41 24 48.14 24 Total TX ERIP(db) 4l 24 41 24 48.14 24 RX 天线增益 (db) 0 13 0 13 0 13 电缆损耗 (db) 0 2 0 2 0 2 噪声系数 (db) 5 5 5 5 5 5 干扰预留 (db) 3 3 3 3 6 1.25 总噪声 (dBm/Hz) -166 -166 -166 -166 -163 -167.75 Eb/No(含宏分集 )(db) 8 6.6 8 6.6 8 6.6 接收灵敏度 (dBm) -118.97 -120.37 -106.42 -107.82 -103.42 -116.56 切换增益 (db) 5 5 5 5 5 5 分集增益 (db) O 0 O 0 O 0 其它增益 /损耗(db) O 0 O O O O 人体损耗 (db) 3 3 3 3 3 3 对数衰落富余 (db) 11.3 11.3 11.3 11.3 11.3 11.3 最大路径损耗 (db) 150.67 146.07 138.12 133.52 142.26 142.26 上表是一个典型的覆盖路损预算， 在该预算中，基站的覆盖取决于上行覆盖半径，因此基站规划就要按照上行路经损耗来设计，以减少上下行不平衡的现象。 2.13.3 多址方式 主要有频分多址 (FDMA)，时分多址 (TDMA)，码分多址 (CDMA)，空分多址 (SDMA)，包分多址 (PDMA)等方式 。目前无线通信系统中主要用到的多址方式是 频分多址 (FDMA)，时分多址 (TDMA)，码分多址 (CDMA)和 空分多址 (SDMA)，而包分多址要结合 TCP/IP 技术 室内分布系统及直放站培训手册 第 33 页 共 CLXII 页 来使用，因此将会用到 4G 系统中。 频分多址 以频率来区分信道。 特点：使用简单，信号连续传输，满足模拟话音通信，技术成熟。 缺点：多频道信号互调干扰严重，频率利用率低，容量小。 时分多址 在一个无线频道上，按时间分割为若干个时隙，每个信道占用一个时隙，在规定的时隙内收发信号。 时分多址只传数字信息，信息需经压缩 和缓冲存储的过程，在实际使用时常 FDMA/TDMA 复分使用。 码分多址 采用扩频通信技术，每个用户具有特定的地址码（相当于扩频中的 PN 码），利用地址码相互之间的正交性（或准正交性）完成信道分离的任务。 CDMA 在频率、时间、空间上重叠。 在实际使用时常 FDMA/TDMA/CDMA 复分使用。 空 分多址 空分多址（ SDMA）：这种技术是利用空间分割构成不同的信道。 利用 智能天线对来波方向 (DOA)的不同来区分用户 。目前的 G 通信系统 TD-SCDMA 系统 这种多址方式 。在实际使用时 TD-SCDMA 系统 常 FDMA/TDMA/CDMA/SDMA 复分使用。 因此说 现阶段通信系统中 TD-SCDMA 容量最大，频谱利用率最高。 包分多址 PDMA 确保每个数据包被独立传输，所以不存在同步的问题，由于车辆速度甚至超过 300 公里 /小时，不同于一般的有线交换网络。 主要用于 4G 通信系统中。 2.13.4 信道、载波、时隙 信道是对无线通信中发送端和接收端之间的通路的一种形象比喻，对于无线电波而言，它从发送端传送到接收端，其间并没有一个有形的连接，它的传播路径也有可能不只一条（正如前面所说的电波的传 播方式提到的），但是我们为了形象地描述发送端与接收端之间的工作，我们想象两者之间有一个看不见的道路衔接，把这条衔接通路称为信道。信道有一定的频率带宽，正如公路有一定的宽度一样。 基本信道需要使用一定频率带宽来传送信息，该频率带宽就称为载波。 基本信道需要使用一定的时间来传送信息，该时间的最小单位就称为时隙。 因此无线通信中，信道需要由载波和时隙来完成信息的传递。 2.13.5 逻辑信道、物理信道、传输信道的区别 其实信道、链路等等都是人为的概念，是对一系列数据流或调制后的信号的分类名称，其名称是以 信号的功用来确定的。 逻辑信道定义传送信息的类型，这些信息可能是独立成块的数据流，也可能是夹杂在一起但是有确定起始位的数据流，这些数据流是包括所有用户的数据。 传输信道是在对逻辑信道信息进行特定处理后再加上传输格式等指示信息后的数据流，这些数据流仍然包括所有用户的数据。 物理信道则是将属于不同用户、不同功用的传输信道数据流分别按照相应的规则确定其载频、扰码、扩频码、开始结束时间等进行相关的操作，并在最终调制为模拟射频信号发射出去；不同物理信道上的数据流分别属于不同的用户或者是不同的功用。 室内分布系统及直放站培训手册 第 34 页 共 CLXII 页 链路则是特定的信源与特定的用户之间所有信息传送中的状态与内容的名称，比如说某用户与基站之间上行链路代表二者之间信息数据的内容以及经历的一起操作过程。链路包括上行、下行等。 简单来讲， 逻辑信道所有用户（包括基站，终端）的纯数据集合 传输信道定义传输特征参数并进行特定处理后的所有用户的数据集合 物理信道定义物理媒介中传送特征参数的各个用户的数据的总称 打个比方，某人写信给朋友 ： 逻辑信道信的内容 传输信道平信、挂号信、航空快件等等 物理信道写上地址，贴好邮票后的信件 可以看得出来 ，传输信道的定义似乎是可有可无的，个人认为这仅仅是规范制定时，由于分工合作时产生的，可以不必太在意。 2.13.6 话务 容 量 与呼损率 话务量的单位是 爱尔兰 （ Erl）， 是衡量话务量大小的一个指标。是根据话音信道的占空比来计算的。如果某个基站的话音信道经常处于占用的状态，我们说这个基站的爱尔兰高。具体来说，爱尔兰表示一个信道在考察时间内完全被占用的话务量强度。如果 1 小时内 1信道全被占用，那么这个期间的话务量就是 1Erl。 业界经验，当每信道话务量 0.7Erl/l（ Erl/l指每信道爱尔兰数）时 ,话务就会有溢出 ， 接通率就会下降。 一定信道能承担的话务量大小与呼损率（减去呼损率就为接通率）有很大关系，呼损率也称通信网的服务等级。呼损率越小，成功呼叫的概率越大，服务等级越高。但是，呼损率和流入话务量是相互矛盾的，也即服务等级和信道利用率是矛盾的，使呼损率变小，只有让流入的话务量小，要折中处理。 根据概率学可以得出爱尔兰 -B 表： 爱尔兰B表.xls 从表中可以看出，但小区信道数 越 多，同样呼损情况下，每信道可承担的话务量越大。如同样是的呼损情况下， 10 个信道可承担的话务量为 .08Erl，平均每信道为 0.508 Erl，而 20 个信道可承担的话务量为 13.2Erl，平均每信道为 0.66 Erl。 室内分布系统及直放站培训手册 第 35 页 共 CLXII 页 第 三 章 与 GSM 直放站 工程 有关的网络知识 3.1 GSM 通信系统 起源 GSM数字移动通信系统源于欧洲。早在 80年代初，欧洲已有几大模拟蜂窝移动系 统在运营，例如北欧的 NMT（北欧移动电话）和英国的 TACS（全接入通信系统），西欧其他各国也提供移动业务。但是模拟系统有一些限制：第一，尽管在 80年代初的过低估计下，移动业务的潜在需求也远远超过 当时模拟蜂窝网的预计容量；第二，运营中的不同系统不能向用户提供兼容性：一个 TACS终端不能进入 NMT网，一个 NMT终端也不能进入 TACS网。为了方便全欧洲统一使用移动电话，需要一种公共的系统。 1982年在欧洲邮电行政大会（ CEPT）上成立“移动特别小组”（ Group Special Mobile）简称“ GSM”，开始制定使用于泛欧各国的一种数字移动通信系统的技术规范。 1990年完成了 GSM900的规范，产生一套 12章规范系列。随着设备的开发和数字蜂窝移动通信网的建立， GSM逐渐演变为“全球移动通信系统” （ Global System for Mobile Communication）的简称。 3.2 GSM 通信系统组成 数字公用陆地移动通信网 PLMN的网络结构见下图 3 1，如图所示从物理实体来看，数字 PLMN网包括：移动终端、 BSS子系统和 MSS子系统等部分。移动终端与 BSS子系统通过标准的 Um无线接口通信， BSS子系统与 MSS子系统通过标准的 A接口 通信。 图31 PLB S C M S C / V L RH L R / A U C E I R M S C / V L RO M CSCP L M NP S T NI S D NP S P D NB T SUmA b i sAB T SN o . 7 B S S A PN o . 7 M A PN o . 7 M A P T U PN o . 7 T U PX . 2 5 / N o . 7X . 2 5信令 话路 室内分布系统及直放站培训手册 第 36 页 共 CLXII 页 PLMN网络结构 其中： BSC Base Station Controller 基站控制器 BTS Base Transceiver Station 基站收发信机 MSC Mobile services Switching Center 移动交换中心 OMC Operation and Maintenance Center 操作维护中心 AUC Authentication Centre 鉴权中心 EIR Equipment Identification Register 设备识别登记器 HLR Home Location Register 归属位置登记器 VLR Vistor Location Register 拜访 位置登记器 MS Mobile Station 移动台 ISDN Intergrated Service Digital Network 综合业务数字网 PSTN Public Switching Telephone Network 公用电话交换网 PSPDN Public Switched Data Network 公用数据交换网 PLMN PublicL and Mobile Network 公用陆地移动网 由 上图 个 GSM系统可由三个子系统组成，即操作维护子系统（ OSS），基站子系统（ BSS）和网络子系统（ NSS）三部分组成。其中，基站子系统（ BSS）是 GSM系统中与无线蜂窝方面关系最直接的基本组成部分，它通过无线接口直接与移动台相连，负责无线发送接收和无线资源的管理。网络子系统（ NSS）是整个系统的核心，它对 GSM移动用户之间及移动用户与其它通信网用户之间通信起着交换、连接与管理的功能。主要负责完成呼叫处理、通信管理、移动管理、部分无线资源管理、安全性管理、用户数据和设备管理、计费记录处理、公共信道、信令处理和本地运行维护等。基站子系统（ BSS）主要负责无线信息的发送与接收及无线资源管理； 同时，它与 NSS相连，实现移动用户间或移动用户与固定网络用户之间的通信连接，传送系统信息和用户信息等；当然，也要与操作维护子系统（ OSS）之间实现互通。 服务区是指移动台可获得服务的区域。不同通信网的用户无需知道移动台的具体位置即可与之通信的区域。 PLMN区是指整个陆地移动通信网的地理区域。它是独立于通信网中其它网络（如ISDN、 PSTN网）的一个网络。 MSC区是指由一个移动业务交换中心所控制的所有小区共覆盖的区域构成的PLMN网的一部分。一个 MSC区可由若干位置区构成。 位置区是指移动台可任意移动不需 要进行位置更新的区域，一个位置区可由若干个小区组成。为了呼叫一个移动台，可在一个位置区内所有基站同时发起呼叫。 室内分布系统及直放站培训手册 第 37 页 共 CLXII 页 基站区由置于同一区域的一个或多个基站收发信台（ BTS）包括的所有小区所覆盖的区域。 小区采用基站识别码或全球小区识别码进行标识的无线覆盖区域。在使用全 向天线结构时，小区即为基站区。在设计时，一个具体化的蜂窝就是一个小区。 3.3 GSM 信道特性 3.3.1 工作频段 GSM900MHZ频段： 上行链路（移动台发、基站收）： 890 915 MHZ 下行链路（基站发、移动台收）： 935 960 MHZ 1800MHz频段： 上行链路（移动台发、基站收）： 1710 1785 MHZ 下行链路（基站发、移动台收）： 1805 1880 EGSM900MHZ（ GSM扩展频段）： 上行链路（移动台发、基站收）： 880 915 MHZ 下行链路（基站发、移动台收）： 925 960 MHZ 3.3.2 信 道间隔 相邻两频道间隔为 200kHz，每个频道采用时分多址接入（ TDMA）方式，分为 8个时隙，即 8个信道（全速率）。每信道占用带宽 200kHz 8=25kHz，采用 半速率 话音编码后，每个频道可容 纳 16个半速率信道。 3.3.3 GSM 调制方式和语音编码 目前 GSM 网络语音编码 方式 采取的是 RPE-LTP 方式。 调制方式根据网络业务的不同而不同 ， GSM语音、 GSM数传、 GPRS都是采用 0.3GMSK方式调制，而 EDGE(EGPRS)都是采用 8PSK方式调制 。 3.3.4 频道配置 GSM900采用等间隔频道配置方法，频道序号为 1 124，共 124个频点。目前中 室内分布系统及直放站培训手册 第 38 页 共 CLXII 页 国移动使用其中 19M带宽，频道号为 1 94，即 94个信道。频道序号“ n”和频点标称中心频率“ f”的关系为： 上行： fu(n)= 890.00MHz n 0.200MHz 下行 ： fd(n)= fu(n) 45MHz 中国移动使用的 E频段 频道序号为 1000 1023，共 24个频点。 其计算方式为： 上行 ： fu(n)= 885.20MHz （ n-1000） 0.200MHz 下行 ： fd(n)= fu(n) 45MHz GSM1800频道序号为 512 885，共 374个频点。目前中国移动申请了 10M带宽，频道号为 512 562，即 51个信道。频道序号“ n”和频点标称中心频率“ f”的关系为： 上行： fu(n)= 1710.200MHz （ n-512） 0.200MHz 下行 ： fd(n)= fu(n) 95MHz 双工收发间隔： GSM900为 45MHz。 GSM1800为 95MHZ。 保护带宽： 400kHz 为避免邻频引起的干扰，不同运营商之间使用的信道应该有一个保护频道，即双方均不可使用的频道，该频道的存在使两运营商使用的相邻频道的中心频率至少间隔 400KHZ，从而不会对彼此的信道造成干扰。“中国移动” GSM900系统与 中国联通 的 GSM900系统之间的保护频道号为 “ 95” 。 3.3.5 干扰保护比 载波干扰保护比（ C I）就是指接收到的希望信号电平与非希望信号电平的比值，此比值与 MS的瞬时位置有关。这是由于地形不规则性及本地散射体的形状、类型及数量不同，以及其它一些因素如天线类型、方向性及高度，站址的标高及位置，当地的干扰源数目等所造成的。 GSM规范中规定： 同频道干扰保护比： C/I 12dB 邻频道干扰保护比： C/I - 9dB 载波偏离 400kHz时的干扰保护比： C/I - 41dB 室内分布系统及直放站培训手册 第 39 页 共 CLXII 页 3.3.6 GSM 信道的 作用和 配置 GSM逻辑信道可分为业务信道（ TCH： Trafic Channel）和控制信道（ CCH ：Control Channel），下面简单介绍一个 GSM小区的信道 作用、 配置情况和原则。 广播信道（ BCCH） 包括 BCCH、 FCCH、 SCH， 是广播控制信道，它们只出现在 BCCH载频的 0时隙上（ Ts0），为下行信道。 1.广播控制信道（ BCCH）：广播每个 BTS的通用信息（小区特定信息）， 为下行 信道 。 2.频率校正信道（ FCCH）：用于校正 MS频率， 为 下行信道。 3.同步信道（ SCH）：携带 MS的帧同步（ TDMA帧号）和 BTS的识别码（ BSIC）的信息， 为 下行信道。 信道配置： 广播信道 只出现在 BCCH载频的 0时隙上（ Ts0）， 专用控制信道 (DCCH) 专用控制信道包括 独立专用控制信道（ SDCCH） ， 小区广播信道 （ CBCH）慢速随路控制信道（ SACCH） ， 快速随路控制信道（ FACCH） ，这几个信道的作用分别如下： 1.独立专用控制信道（ SDCCH）：用在分配 TCH之前呼叫建立过程中传送系统信令。例如登记和鉴权在此信道上进行。 为 上行和下行信道。 SDCCH可以定义为与 TCH互相自动转换 。 .小区广播 信道 （ CBCH）： 用于广播该小区的一些公共消息（如商业信息、气象信息等）， 注意与广播控制信道 （ BCCH） 的区别 。 是运营商提供的增值服务。 .慢速随路控制信道（ SACCH）：它与一个 TCH或一个 SDCCH相关，是一个传送连续信息的连续数据信息，如传送移动台接收到的关于服务及邻近小区的信号强度的测试报告。这对实现移动台参与切换功能是必要的。它还用于 MS的功率管理和时间调整。 为 上行和下行信道。 室内分布系统及直放站培训手册 第 40 页 共 CLXII 页 .快速随路控制信道（ FACCH）：它与一个 TCH相关。工作于借用模式（ SACCH可以伴随 TCH和 SDCCH， FACCH只伴随 TCH） ， 用于 话音传输过程中如果突然需要以比 SACCH所能处理的高得多的速度传送信令信息，这一般在切换时 发生，因此这种中断不被用户查觉。 信道配置： SDCCH是独立专用控制信道， 作用在分配 TCH之前呼叫建立过程中传送系统信令。例如登记和鉴权在此信道上进行。上行和下行信道。 一个时隙（ Ts）通常可承载 8对 SDCCH信道，称为 SDCCH/8信道。当该小区信令的流量较小时，我们可以把 SDCCH、 CCCH（包括 RACH、 PCH、 AGCH）同 BCCH广播信道组合到 Ts0上，此时，该时隙为 BCCH+CCCH+SDCCH/4。其中， BCCH、 FCCH、SCH、 PCH、 AGCH只使用 Ts0的下行信道， RACH只使用 Ts0的上行信道， SDCCH是上下行成对出现的信道。当该小区信令的流量较大时，最大可以设置 40对SDCCH信道，占用 5个时隙，它可以出现在任何载频的 Ts0、 Ts2、 Ts4、 Ts6上。值得一提的是， SDCCH可以定义为与 TCH互相 自动转换 ，以 节省信道资源。 小区广播信道 （ CBCH） 通常占用 SDCCH/8的第三个子时隙，是下行信道，点对多点传播。 而 SACCH和 FACCH是采取“偷帧”的方式伴随着 TCH或 SDCCH出现 （ SACCH可以伴随 TCH和 SDCCH， FACCH只伴随 TCH） 进行信息传送的，因此不必分配专用信道。 公共控制信道（ CCCH） 包括 PCH、 RACH、 AGCH， 是公共控制信道， 作用分别如下： 1.寻呼信道（ PCH）：用于寻呼 MS。 为 下行 信道 ，点对多点方式传播。 2.随机接入信道（ RACH）： MS 通过此信道申请分配一个独立专用控制信道（ SDCCH），可作为对寻呼的响应或 MS 主叫登记时的接入。上行信道。 3.允许接人信道（ AGCH）：用于为 MS 分配一个独立专用控