（信号与信息处理专业论文）高速调制解调器.pdf

南京理工大学研究生论文 摘要 y 398042 本文介绍了数字调制解调的基本构成，重点介绍了q p s k 和 m q a m 调制与解调，并就高速限带调制解调器的一些关键技术， 如波形形成、编码调制、载波恢复及自适应均衡等进行了讨论。 最后根据全数字调制解调的基本理论，结合斯坦福电信公司的高 集成度数字调制解调芯片s t e l 一2 1 7 6 进行了高速数字解调器的 设计。 关键词：高速数字调制解调器，s t e l 一2 1 7 6 、 塑塞堡三盔兰塑! ；生丝墨 一一 a b s t r a c t i nt h is p a p e r ，h i g h d a t ar a t e sd i g i t a lm o d u l a t i o n d e m o d u l a t i o n is p r e s e n t e d f i r s t ，i n t r o d u c e m o d u l a t e d e m o d u l a t i o i lm e t h o d sa b o u tq p s ka n dm q a m s e c o n d ，s o m ek e y t e c h n i q u e a b o u ts i g n a lw a v es h a p i n gb e f o r em o d u l a t e d 、 c o d e dm o d u l a t e 、c a r r i e rr e c o v e r y a n da d a p t i v ec h a n n e l e q u a l i z e ra r ed i s c u s s e d a t1 a s t ，b r i n gu p t h e d e s i g n s c h e m eo fh i g hd a t er a t e sd i g i t a ld e m o d u l a t o r ，i nt h i s s c h e m e w e a d o p t s t e l 一2 1 7 6t h a ti s a h i g hi n t e g r a t e d d e m o d u l a t i o na s i cp r o d u c e db ys t a n f o r dt e l e e o mc o r p k e yw o r d s ：h i g h d a t er a t e sd i g i t a lm o d u l a t i o n d e m o d u l a t i o n ，s t e l 一2 1 7 6 南京理t 人学冗生论文 1 绪论 随着世界科学技术发展进步与生产力发展的客观需要，现代社会必然 向信息化迈进的趋势已日趋明显，信息高速公路即是社会信息化的先决条 件。从广义上来说，信息的传递有两种方式：有线传输与无线传输，前者 的典型代表是光纤通信，后者则是卫星通信。 但是无论是有线传输还是无线传输，其数据传输中的调制解调技术都 非常关键。特别是现在多媒体的广泛应用，要求数据通信网能够提供更高 更快的数据传输。从技术角度上来说，就是要提高传输数据率。大家都知 道，数据率的提高意味着传输带宽的加大，但是传输带宽是有限的，于是 出现了各种调制解调方法来提高单位带宽的数据传输率。 在模拟信号调制解调的基础上发展起来的数字调制解调，至今大约经 历了三个主要阶段：从6 0 年代初起步至7 0 年代，主要为中小容量，调制 方式亦较简单，多为q p s k 、8 p s k ，尚未进入较高状态的q a m 调制；8 0 年代 进入大力发展与运用较高状态q a m 调制与自适应同步解调；而9 0 年代则在 此基础上又进一步提高，构成符合s d h 传输和i t ut r g 8 2 6 建议更高传 输性能要求的高速多维多状态编码调制。 当代大容量数字无线传输的主要发展动向可归纳如下： 1 ) p d h 大容量数字微波通信系统的现有容量速率及调制状态水平为 4 0 0 m b i t s 及2 5 6 q a m ，并探索研究了高达1 0 2 4 2 0 4 8 q a m 传输的技术可 行性；以此为基础向s d h 转变的5 1 2 q a m 、6 2 2 m b i t s 系统已可构成，并 探索研究了2 5 g b i t s 的多频段联合运行的s d h 传输的可能性。这些方面， 有竞争力的代表性厂商有如日本的日本电气( n e c ) 、富士通( f u j i t s u ) ：加拿 大的北方电信( n t ) ，法国的阿尔卡特( a l c a t e l ) 及美国的爱梯恩特梯f a t & t 1 、 德国的西门子( s i e m e n s ) 等。相应频谱利用率已可取达1 1 b i t s h z 这一较高 水平。 2 ) 未来发展的数字微波无疑将会尽快s d h 化，支持大容量p d h 、s d h 传 南京理丁人学删j 生论文 输的编码调制技术，白适应高效率检测技术，自适应均衡，自适应干扰抵 消，自适应功率控制及非线性预失真补偿，白适应分集接收以及多载波并 联传输等整套高级调制、解调、信号设计与信号处理已属有效，其关键是 向性能更优良、价格更便直、可靠性更高的方向迈进。 3 ) 编码调制技术是种有极为广泛领域应用潜力的技术支撑手段，以实现 功率，频谱同时有效利用的高效率传输处理，其根本目标是要尽可能更接近 s h a n n o n 性能极限，并使其结构简单、高速装备容易及价格合理。 本文就高速多状态调制及解调技术进行一些理论上的讨论，并就斯坦 福电信公司( s t a n f o r dt e l e c o m ) 的调制解调专用芯片s t e l 2 1 7 6 构成数字调 制解调器，在一定程度上进行设计，以期望为将来设计更高速率的数字调 制解调器打下基础。 塑皇些! ：叁兰型型竺堡兰 2 调制及解调的相关理论 2 1 微波传输常用数字调制技术 数字信号的传输方式一般分为基带传输和频带传输两类。不搬移基带 频谱，以终端设备输出的基带信号序列或经过某些码型变换后，利用线缆进 行传输的方式称做基带传输。将基带信号的频谱搬移到某个载频带内进行 传输的方式称频带传输。利用微波信道的发送频率来传输数字信号的方式 显然是属于频带传输的范畴。然而，在数字微波通信系统中一般也包含基 带传输子系统。由于基带数字信号通常是不能在无线信道中传输的，必须 变换成与信道相适应的信号形式。这种变换般是用基带信号对载波进行 调制来实现。由于微波的发信频率很高，所以在数字微波传输系统中常用 脉冲形式的基带信号序列对中频频率7 0 m h z 或1 4 0 m h z 进行调制后。再变换 到微波频率。这种调制称数字载波调制或载波键控。这是因为数字信号取 值的离散性，从而使得对载波进行调制时呈现出一种开关状态而得名。数 字载波的原理就是用基带信号去控制载波的某个参数，使之随着基带信号 的变化而变化。如用数字脉冲信号去键控载波的振幅，相位或频率，就可 相应地获得移幅键控( a s k ) ，移相键控( p s k ) 和移频键控( f s k ) 信号。 移幅键控和移相键控在数字微波传输系统中使用较多，而移频键控信号由 于它所占频带过宽，所以在中、大容量系统中很少使用，此处不再讨论。 2 1 1 移相键控( p s k ) 移相键控是目前中小容量数字微波通信系统中采用的重要调制方式。 因为它具有效好的抗干扰性能，所需带宽比移频键控窄。而且这种调制方 式结构比较简单，实现起来并不麻烦。 在移相键控系统中，有待传输的基带数字脉冲信号控制着载波相位的 变化，从而形成振幅与频率不变而相位耿离散值变化的已调信号。当基带 调制信号是+ 个噎机脉冲序列，调相波可以表示为 s ( t ) = g ( t k ) c o s ( c o c t + q b k ) ( 2 - 1 ) 女 其中，ok 是第k 个码元载波相位取值，t s 是一个码元的持续时间，uc 是载波角频率。中k 可在( 0 ，2n ) 区间内取离散值的随机变量，它表征 着要传送的数字信息，取值的个数由调制的进制数决定。例如，在2 p s k 调制时将取2 个离散值，4 p s k 调制时将取4 个离散值。g ( t ) 为单脉冲波形， 由系统的传输函数决定。 将式( 2 1 ) 展开可得 s ( t ) 2 x g ( t k t s ) c o s m k c o s t a c t 一 g ( ，一七乃) s i n 中纠s i n 国c f ( 2 2 ) 令x k 2 c o s o k ，y k = s i n 中k ，则x k 及y k 的取值将是随机的离散值，其 取值域为( 一l ，+ 1 ) 。此时上式为 s ( t ) 3 x k g ( t - k t s ) j c o s c o c t 一 x r k g ( t t s ) s i n c o c t ( 2 3 ) kk 可看出，该式的右端两项为两个双边带调幅波， e t f f j 的载波相互正交。 由此说明，数字调相波实为一个正交双边带调幅波，所不同的是两个调幅 波的幅度是相关的。因此，调相波可视为线性调制信号处理。 2 1 2 四相移相键控( 4 p s k ) 四相移相键控有时也记为q p s k 。 在中容量数字微波通信系统中几乎全部使用四相移相键控。这是因为 q p s k 方式能取得较高的频谱利用率，很强的抗干扰性及较高的性价比。 2 1 2 1 o p s k 调制 当通用移相键控表达式( 2 - 1 ) 中的中k 可取四个离散值之一时即给出 四相移相键控信号的表示式。取 ok 2n 4 + i k n 2 ， i k = o ，l ，2 ，3 则成为 南京理工大学酬宄生论史 s ( t ) = x k g ( t 一c t s ) c o s c o c t _ 【o 其中x k 与y k 的取值为1 压与一1 压。 令分别对应于两路并行输人的二进制码序列，由此可得q p s k 的调制器框 图，见图21 2 1 ( a ) 。图中略去了乘法器前电平变换电路。其中串并变 换电路将串行输入的二进制信息序列变换成两路并行的二进制序列。在式 ( 2 - 4 ) 中取 厂l 压b k = 0 湫2t - i 压 bk = l i 4 5 c k 2 0 i jc k = 1 可得q p s k 调制的矢量图，见图2 1 2 1 ( b ) 。由图可见，此调制电路 对应的为格雷码逻辑。 显然q p s k 信号包合同相与_ i f 交两个分量，每个分量都是用宽度为t s 的二进制序列分别进行键控。码元宽度t s 为输人信息序列比特宽度t b 的 两倍。由图2 1 2 1 ( b ) 给定的矢量代码与双比特代码b k c k 的关系，可以 ( a ) 4 p s k 框图 号 塑室些三叁兰竺! ! 竺堡苎 ( 2 ( c 七1 o o ( o ) - c o s w ，t 1 0 ( 3 ) s i d w c t ( b )矢量圈 凹2 12 1 q p s k 调制器 判定为格雷码关系。采用其它调制方法时，也有可能为自然二进码关系。 2 1 2 2 4 p s k 解调器 4 p s k 相干解调的工作原理见图2 1 2 2 ，输入q p s k 已调信号 图2 l2 2 0 p s k 相干解调器 s ( t ) 送人两个正交乘法器。载波恢复电路产生与接收信号载波同频同相 塑墨些! 叁堂型! ! 竺丝兰 的本地载波，并分为2 路，其中一路经移相n 2 后产生正交相干载波。将 此2 路信号分别送人2 个正交乘法器。经低通、取样判决后产生2 路码流 再经并行一串行转换后恢复数据流。其中同相路乘法器的输出中的2 倍频载 频分量均被低通滤波器去除，取出基带分量 x ( t ) = y ：- g ( r t 乃) 此处略去系数的影响。经取样判决后，产生对应的数据流。正交信道的解 调过程和上述过程类似。取样判决器的判决准则是根据调制器的工作原理 确定的。 2 1 3 多进制正交幅度调制( m q a m ) 多进制f 交幅度调制是在中、大容量数字微波通信系统中大量使用的 一种载波键控方式。这种方式具有很高的频谱利用率，在调制进制数较高 时，信号矢量集的分布也比较合理，同时实现起来也较方便。以下主要讨 论多进制正交幅度调制的星座图选择，电路构成及其工作原理。 2 1 3 1 m q a m 信号和星座图选择 正交幅度调制信号可以表示成 s ( t ) 2 z x k g ( t 一c t s ) c o s 珊c t 一 r k g ( t t s ) s i n c o o t ( 2 5 ) 显然，它的信号表示式与移相键控信号具有相同的形式。与p s k 信号不同 的是，其中x k 、y k 是多进制的数字序列，它们各自所携带的数字信息是相 互独立的，g ( t ) 表示单脉冲波形。 通常，把信号矢量端点的分布图称为星座图。目前，正交幅度调制正 得到日益广泛的应用。它的星座图常为矩形或十字形，如图2 1 3 1 所示。 其中m = 4 、1 6 、6 4 、2 5 6 时星座图为矩形，而m ：3 2 、1 2 8 时则为十字 形。前者m 为2 的偶次方，即每个符号携带偶数个比特信息；后者为2 的奇次方，每个符号携带奇数个比特信息。假设已调信号的最大幅度为1 ， 不难算出m p s k 时星座图上信号点间的最小距离为 南京理t 人学研究生论义 d ：2 s i n f 三1 、m 一一 ， ，_ 卜一 ：望予r 一 ， ，。 。1 沾= 18 ：，t 丰：；：；强罩 三，、 j ； 叠0 0 ； j 0 ：i j 澎i ： ：辜7 0 、。 。- 0 - - 一一- 图213 1 m q a m 星座图 ( 2 - 6 ) 而m q a m 时，若星座图为矩形，则最小距离为 ，压压 扛百2 而再( 2 - 7 l 1 ) 一 m l 7 这罩，m = l 2 ，l 为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数。 由式( 2 - 6 ) 及( 2 - 7 ) 可知，当m = 4 ，d 4 p s k = d 4 0 a m 。事实上，4 p s k 与4 q a m 的星座图相同。但当m 4 时，例如m = 1 6 ，则可算得d 1 6 p s k = o 3 9 ， d 1 6 q a m 2 0 4 7 。d 1 6 q a m d 1 6 p s k ，这说明1 6 q a m 的抗干扰能力优于1 6 p s k 。 当平均功率受限时，m q a m 的优点更为显著，因为m q a m 信号的峰值功 率与平均功率之比为 故此时d m q a m 又可加大为k 倍。m = 1 6 时，k = l ，8 ，d 1 6 q a m = 0 6 3 ，d 1 6 q a m d 16 p s k 一1 6 2 。 由图2 1 3 1 所示星座图可知，m q a m 如同m p s k 一样，也可以用正交 调制的方法产生。不同的是：m p s k 在m 4 时，同相与正交两路基带信号 的电平不是互相独立，而是互相关联的，以保证合成矢量端点落在圆上。 而m q a m 的同相和正交两路基带信号的电平则是互相独立的。在安排星座图 的时候应充分地利用整个平面，将矢量端点合理地分布，尽可能在不减少 最小距离情况下增加信号矢量的端点数目。 2 1 3 2 m q a m 调制方法 一、m q a m 调制原理 1 ) 证交调幅法 图2 1 3 2 1 给出正交调幅法的原理框图。输入二进制序列 a k 经串 并转换后变成2 l 路序列，对于矩形星座图同相与正交两路的l 位二进制 码组经电平变换电路转换成m 电平的基带信号x ( t ) 、y ( t ) ，分别对同相载 波与正交载波进行线性调制( 即相乘运算) ，最后相加即得到m q a m 信号。 电平变换电路可用d a 变换器实现。 c o s w c t ；! ； a l 姓 i b l 正交调幅法 茹 【暂京理_ t 人学研究生论殳 2 ) 四相迭加法 由于多电平正交幅度键控信号可以分解成若干个四相相位键控信号 的线性组合，据此原理则构成四相迭加法 以1 6 q a m 为例，图2 1 3 2 2 给出用四相叠加法产生1 6 q a m 信号的矢量 图。其中大、小四相相位键控信号的幅度为2 ：1 ，并且都采用了格雷码的 相位逻辑。 b 2 a 2 b l a l y b 2b o l o io 1 0 00 0 0 1 0 0 0 0十300 b 2 a 2 0 0 b i a l 0 0 + 【芏| 2 132 216 q a m 的叫干日迭加法矢量图 + 3x 0a 2 0a l 从图可以看出，用这种方法产生的1 6 q a m 信号，其同相与正交的多电平基 带信号分量满足自然码的电平逻辑，有意思的是这种现象可以推广到一般， 即：用四相叠加法产生l t o a m 信号，如果每个四相相位健控都采用格雷码相 位逻辑，则产生的m q a m 信号的同相与正交两个分量均满足自然码电平逻 辑。当对多电平信号进行检测并恢复成二进制码时，格雷码电逻辑将比自 然码电平逻辑具有更好的误码性能。因此，希望产生的m q a m 信号最好具有 格雷码电平逻辑。 二、m q a m 解调原理 h 0 j 0 l 里皇些! 查! ! 生! ! 兰婆兰一一 图2 1 3 2 ： 给出m q a m 的解调框图。正交幅度键控信号的解调器一 般是一个正交相干解调器。经过解调所得到同相与正交两路互相独立的多 电平基带信号x ( t ) 和y ( t ) 。用a d 变换器对多电平基带信号进行判决与检 测，并还原出二进制码。 已调信峙入 图2 1 32 3 多进制0 a m 相干解调电路 2 1 4 网格编码调制( t c m ) 在传统的数字传输系统中，纠错编码与调制是各自独立设计并实现 的，解码与解调也是如此。纠错编码需要冗余度，编码增益是依靠降低信 息传输速率来获得的。在功率受限信道中，功率利用率可以用频带利用率 换取。在现代信道中，则可以通过加大调制信号集来为纠错编码提供所需 的冗余度，以避免信息传输速率因加纠错编码而降低。但若调制和编码仍 按传统的相互独立的方法设计，则不能得到令人满意的结果。网格编码调 制则会给出完全不同的结果。 2 1 4 1 8 电平t c m 系统框图 图2 1 41 给出编码率为2 3 的8 电平基带传输( 8 p a m ) t c m 系统的发 端框图，并导出它与4 电平未编码系统相比时的编码增益。在这种情况下， 系统的传输带宽不变，信息传输速率不变，并具有相同的平均发信功率。 南京埋丁人学删亢生论义 这时所得到的编码增益放映了系统功率利用率的提高，且不以增加传输带 宽为代价。 8 屯平刚格编码 0000 1l ll 一z 00l l00 ll n 罚一 2 o l0 10 0 1 0 l234567 电平编号 图2 14 i8 电平t c m 发端框图 收端采用维特比解码的方法解出发送的二进制码序列，此框图与一般 的卷积编码8 p a m 发送系统并无差别。t c m 的不同在于编码输出的三比特码 组z 2 z 。z 。与8 电平信号的编码关系。一般常用的编码有8 电平符号集的自 然编码和格雷码编码。在8 电平网格编码调制中，首先要分割8 电平符号 集，使各子集内符号间的距离逐渐增大。误码率和符号集内符号间的距离 有关，距离越大，出错的可能性越小。网格编码调制降把卷积编码中所产 生的冗余信息z 。用于选择那些距离较小的码元，而对于有距离较大的码元， 则直接用未编码的码元去选择。这样就大大提高了编码冗余度的利用率时 系统传输误比特率下降。 2 1 4 2 8 电平符号集分割及编码增益 图2 14 2 给出4 电平符号集，8 电平符号集的集分割示意图。图 2 1 4 2 ( b ) 的最上面一行是8 电平符号集，0 、1 、7 是8 电平符号的8 进 制代码，d ：、3 d ：一7 d ：是符号点的距离坐标。8 电平符号集符号间的最 小距离为o = 2 d 2 。如图2 1 4 2 ( a ) 所示，4 电平符号集符号问的最小距离 r e f 为2 d l 。 1 炭定各电半出士见概翠十目等，口j 求得2 个电半符号集的符号的均值 以；= 譬( 4 2 _ i ) 划? ( 2 - 9 ) 口；= 譬( 8 2 棚= 2 l d ：2 ( 2 - 1 0 ) 此值决定了符- 9 集的平均发信功率。两符号集的发信功率相同时有 口；= 臼；，可她= j 牵地5 如 012 3 l llif a 矿z d t z o = o ( a ) 4 电平符号集 班 托托 l = 4 d 2 0426 1537 l jl jl jl j 崎8 d ： ( b ) 8 电平符号集及集分割 图2 142 多电平符号集及集分割 根据图2 1 4 1 ，可以得此8 电平t c m 的网格图，该网格图的导出过 程与卷积编码网格图的导出过程类似。该网格图为状态网格图。两相邻节 点间有2 条并行支路。可以从网格图中找出最小自由距离d 。= 6 d ：= 3 d ， 未编码的4 p a m 基带传输系统可以看作是一状态的网格编码系统，其最小自 由距离d m 。= 2 d a ，根据维特比解码的误码率表示式，使用与比较不同调制 方式功率利用率时的类似方法，编码增益可用下式求出。 g 。瑚t e 象锄，s 蓦d s z 拈 从上可以看出网格编码调制与4 # n n 6 - sj j n 调制方式相比较，改善了系 统的性能，是一种很有潜力的调制方式。 2 2 高速多状态限带调制及自适应同步解调技术 多状态调制解调是数字通带传输的技术核心，特别是对于高速大容量 数字微波通信系统的设计与实现而言，这是关键。而且一般外国厂商鉴于 商业竞争原因，将其要害技术一高速同步解调器做成专用集成电路形式的 “黑盒子”，不能给予技术引进，因此设计并实现此类“黑盒子”技术成为 技术攻关的主要难点与关键。这些核心部件的设计与实施也直接决定着整 个系统性能能否赶超世界先进技术水平。 先系统讨论各类滚降滤波器的基本设计方法，再讨论与调制解调收发 部分处理性能密切相关的m p s k 、i q a m 系统收发逻辑处理，尔后讨论收信同 步解调的技术核心一载波恢复处理与位定时恢复，特别是载波恢复处理大 有讲究。 2 2 1 限带要求及滚降滤波技术 为限制邻近波道干扰及提高系统与网络的频谱利用效率，对发信信号 功率谱进行限带处理十分重要。限带处理可在基带进行，也可在中频进行； 可用频域处理方法，也可用时域处理方法。限带及发信信号功率谱要求的 确定可基于系统设计中误码率计算与信噪比恶化的分配，也可基于模数兼 容及网络构成频谱利用总要求而确定相应框架进行约束。 世界上主要大容量数字微波设备研制开发公司所生产的设备与系统 可以发现，从1 6 q a m 、6 4 q a m 、2 5 6 q a m 至5 1 2 q a m ，甚至编码调制， 包括s p o r t 型2 5 6 q a m 编码调制在内，无论对p d h 或是s d h 大容量数 字微波传输，一般说来其滚降系数设计范围大都为6 = o 2 - 0 5 ，滚降滤波 方式一类为二进横向滤波型时域成形法，为有源滚降滤波：另一类为无源 堕皇些三叁兰竺! ! 竺丝兰一 频域滚降滤波，可在基带进行，也可在中频进行。 2 2 1 1 时域成形滤波 同本n t t 公司及意大利g t e t e l l e t r a 公司等，通常用时域数字滤波方 法实现滚降成形，其单元二进制横向滤波( b t f ) 原理构成框图2 2 1 1 1 如下： f s 时钟输 n r z 数据 u i ( t ) 图2 2 1 ，l l二进横向滤波器构成原理框图 存器 该图中驱动时钟频率为f s m ，即m 倍输入时钟，它决定于成形脉冲 在横坐标时间轴上的量化逼近程度，如图2 2 1 1 2 所示即为m = 2 的情况。 n y q u is t 脉冲响应即用0 5 t 间隔的阶梯波逼近。m 愈大，此取样速率便愈 高、愈精确，对输出平滑低通滤波要求也愈低，然而对器件要求则愈高。 一般高速运行时，常取最低倍数值m = 2 ，低速时可增大m 值，如m = 4 或更 大。若由p r o m 及d a 变换器组成的取代电阻加权网络可构成全数字b t f ， 塑窒型! 垒兰型! ；兰堡：! ! ； 该电路的构成，则由模拟电阻网络引起的附加恶化即能除去，而若将p r o m 中存储内容进行更换，即可适应各种不同类型的传输系统的需要，其可进 一步推广至直接构成多电平横向滤波的情况，其可方便的采用变更程序内 容的方法来适应不同传输系统的不同传输响应要求。 x n 7 旷诗 ， 冈 ， 之n 吣 t s 0 矽+ 2 t s 7 i ? 么 图22 i 1 21 , 1 = 2 时二进横向滤波器以等间隔取样阶梯波逼近所需滚降波示意图 2 2 1 2 频域成形滤波 虽然时域成形滤波对中小容量数字微波系统来说，采用中大规模集成 电路设计、制作、调整均相当方便，特别是利用p r o m 及d a 数字式加权电 路后更有利于码速及特性通用化，但是对于码速很高的大容量数字微波传 输系统，由于器件运行速率高，耗电量大，集成度亦不易做得太高，从而 电路构成较复杂，成本也较高，因此，采用频域无源网络成形往往较为普 遍和具有吸引。在其方案中，一种是在基带中用l - c 滤波，另种是在中 频用l c 滤波或用声表面波器件滤波。一般较多采用基带成形，因其频率 较低，较容易精确控制其性能。 生璺型二垒兰竺! i 兰堡! 一一 2 2 2 收发逻辑处理 调制解调器中的收发逻辑处理的根本目的是使二进制信码序列与调 制符号阳j 建立对应变换关系，亦即完成信号星座的映射逻辑设计，其中包 括为消除收信相位模糊而采用的差分编译码在内，而发信逻辑与收信逻辑 必须相互剥应并且逆，从而使收信解调后恢复出与发端一致的信息序列。 原则上蜕，m 种状态的调制方式其逻辑设计方案通常可取m ! 种，但实际上 为简化电路结构，并取得优良的误码增值抑制能力，需进行最佳设计，而 且从实用观点看，首先遇到的两种最基本的相位逻辑及自然码逻辑与格雷 码逻辑。用自然二进制码运算时比较方便，然而其码字间可能会有较多码 位相差，从而在传输过程中一个码位错误，可导致码字状态巨大差别。对 减轻误码影响而言，这显然是不好的。而根据编码理论的基本概念，如果 两个码字间有d 位相差称其两码字间的距离为d ，从而若能过程一种相邻 码字间距离d 仅为1 ，则显然即可克服自然二进码的上述缺点。而所谓格 雷码( g r a y ) b l l 为这种类型的码序列，其相邻码字间仅有一个二进码元之差， 从而是一种最简单的单位距离码。正因为格雷码有上述特性，所以在传输 编码逻辑设计中经常被采用，以降低收发逻辑运算中的误码增值影响，当 然用格雷码直接运算时要比自然码复杂许多，因此需要自然码与格雷码的 相互变换逻辑设计。 2 2 3 高速同步解调器的相干载波恢复技术 在数字调制传输系统中，解调器的任务是根据其输入调制信号的情 况，高质量的恢复出传输来的对应脉冲序列。 解调器的构成方案通常有两类：非同步解调和同步解调。一般来说， 同步解调性能较为优良从而高速q a m 多状态调制的解调方式通常运用 同步解调方案。高速多状态同步解调的解调功能是利用线性相乘检波器将 m p s k m q a m 调制信号和收端恢复出的本地参考载波相乘，从而恢复出基 带信号。已知，对于由随机全占空举行脉冲序列调制的任何状态的一般 m p s k 与m q a m 信号，其功率谱不包含载波频率分量的离散谱线，因此 翌皇型三叁兰塑! i 兰丝兰一 一 欲进行同步解调，为取得参考载波，必须进行载波恢复处理。而且随着调 制速率和调制状态数愈来愈高，对同步解调器尤其是对其中的载波恢复环 路的要求也愈来愈严格。 当然为更好的实施稳定可靠的高速多状态调制解调，可以采用全数字 化结构，此时对解调器而言，及在原有同步解调，同步逻辑解调含义上进一 步发展，构成一种避免反馈环实施载波恢复的全数字解调器。 2 2 3 1 相干载波恢复环路 如何在收端产生一个和发端载波相干的而且稳定纯净的载波，这是重 点研究对象。这种研究不仅应考虑可实现性和经济性，而且还必须考虑其 伪锁性能，以及在干扰及多径失真条件下的相位抖动性能等等。锁相同步 相干解调中的参考载波恢复按其信号处理所属频率范围，可分为两大类： 一类是中频处理方式，另一类为基带处理方式。 1 )中频处理方式 6 0 7 0 年代，以q p s k 传输为中心产生了一系列中频处理形载波恢复 环路方案。最简单且容易理解的即为倍频处理方案。例如，进行m 次倍频， 原则上即可把时间域上m 相调相的任何相移键控变化倍增为3 6 0 0 的整数 倍，从而即可消除或可大大抑制调制相位变化。 中 国223 1 1 倍频型载波恢复 一1 8 一 解调出 其原理框图如图2 2 3 11 所示。倍频方案的最大弱点是在高速宽带运 行时的调幅调相变化恶化，因此对于低速小容量系统为了简化方案、降低 成本，可应用这种方案。 7 0 年代出现逆调制和再调制方案，逆调制方案的基本思路是将同步 解调器中鉴相器输出的基带信号作为本地调制信号，直接对输入已调信号 在本地调制器中进行对主调信息抵消形式的逆方向调制，从而消除了已调 制信号中的调制相角变化，恢复出输入载波，将这个输入载波与压控振荡 器输出的相干载波在环路鉴相器中相乘，便可得到控制压控振荡器的误差 信号，使环路锁定。逆调制原理框图如图2 2 _ 3 1 2 所示。再调制方式与逆 调制方式的同步解调器极为类似。 中频处理方式的载波恢复还有一系列其它方案，如直接相位再生型、 宽带中频混频型、逐次比相型、注入同步型等。中频处理方案的最大问题 是构成实际高速同步解调器时中频相位的配定比较复杂，且对码速缺乏通 用性，也不利于集成化。 中 图223 12 逆调制型载波恢复 2 )基带处理方式 从7 0 年代后期，人们把对同步解调的注意力转向了基带处理方式的 = 京删1 ：人学堋究生论 载波恢复方案，以便克服上述中频处理方式的基本缺点，有利于高速化、 通用化、集成化。 从m p s k 的一般基带处理方式的同步解调器可以看出，基带处理方式 的解调器将环路的相位误差检测器设在基带上，使基带信号经过这些稳定 而且较为简单的电路处理出v c o 的控制电压来。用这种处理得到相位误 差电压的方法可以做到对码速通融，而且容易实现电路的集成化。这种基 带处理方式首先来自于科斯塔斯( c o s t a s ) 型及判决反馈型。 图2 2 3 1 _ 3 是适用于q p s k 相干解调用的科斯塔斯环，输入为q p s k 信号，取它的正交展开式 s ( t ) = a c o s o ) 。t + b ks i n c o 。f( 2 1 2 ) 其中a k 、b k 是两路基带数字信号，取值1 。w 。为载波角频率。假定环路 己入锁，压控振荡器v c o 分别提供两个相互正交的载波 s i n ( c o 。t + o ) ，c o s ( o ) 。t + o ) ，其中0 表示恢复载波和已调信号载波间的相位误 差。可导出低通滤波器l p f l 和l p f 2 的输出 1 4 l ( ，) = 吼c o s o b ks i n o “2 ( ，) = 口s i n o + b kc o s o p d l c o s w o t + o ) p d ：鉴相器l p f ：低通滤波器v c o ：压控振荡器 图2 2 3 13 q p s k 模拟科斯塔斯环 塑皇型三查兰竺型竺堡墨 此处将表达式的系数略去，在环路放大器的作用下这是一种合理的处理方 法。最后一个鉴相p d 5 的输出为 “，( ，) = 9 1 ( ，) “2 ( ，) “j ( ，) “4 ( f ) = 2 “；6 ；s i n 0 c o s 2 0 = s i n 4 0 + 般可写成卜述形式 “d ( ，) = k d 0 k d 称为鉴相灵敏度，u d ( t ) 是基带处理器的输出，正比与恢复载波和已调 q p s k 载波的相位误差0 。其等效鉴相特性曲线为正弦波，在n 到弧度 的周期内每隔n 2 有一个稳定点，即鉴相曲线为正斜率，输出电压趋于零 的点。在这些点，环路的两输入载波可趋于锁定。在0 不等于零的点，会 引起q p s k 解调输出数据的错误。因为有4 个可能锁定点，称作四重相位 模糊度。 尽管科斯塔斯环有许多优点，但是还是有不少不足之处，如环路过于 复杂。于是出现了许多修正c o s t a s 环路。如图2 2 3 1 4 所示环路，与前述 环路相比，采用数字信号基带处理的科斯塔斯环增加了判决器，并用模二 和电路取代模拟信号基带处理环中的乘法器，使电路易于实现。上述环路 又称为松尾环。 圈22 3l4 数字基带处理环 从图22 31 4 中可知，u 1 、u 2 为2 路正交解调的输出。解调后的基 塑塞些三查兰型! ! ! 堕兰 带信号受到信道传输中限带的影响，已不再是矩形脉冲，而是如同f 弦波 形那样的模拟量，通过判决器使之重新成为数字信号，这种a d 变换用数 学方式来表示，定义一个符号函数s g n ( x ) ，x 为模拟量，它可表示为： ，、f + 1 x 0 5 9 n 2 1 一lx 0 很显然，s g n ( x ) 为数字信号，其幅度取值n + i 和- 1 两个。并且定义 s g n ( x 。y ) = s g n ( x ) 0s g n ( y ) ( 2 - 13 ) 采用上述表达式时，利用前面已经得到的结果，可以方便地导出 “d ( ，) = s g n ( s i n 4 0 )( 2 1 4 ) 为矩形鉴相特性，亦有4 个相位稳定点，与模拟鉴相特性相比，o 较小时， 其鉴相增益在相位稳定点处趋向无穷大。大家知道，一个载波恢复环的同 步带宽及静态相位误差与环路增益有直接关系。如要使恢复载波相位误差 小，跟踪带宽比较宽，就应该提高环路增益。在不考虑噪声和干扰等恶化 因属的理想情况下，具有矩形等效鉴相特性时，对应鉴相特性锁定点处曲 线的斜率应为无穷大。这样，这种环路就能以极小的相位误差和很宽的同 步带宽对输入信号进行跟踪。 2 2 3 2 高速多状态m q a m 信号的相干载波恢复 在中频调制信号中恢复优良性能的参考载波，这同样是高速、多电平 m q a m 信号数字微波传输同步解调的技术核心和数字微波传输最主要的 技术难点之一。对1 6 q a m 调制信号而言，它属于线性调制、解调范畴， 从这种信号在空间矢量图星座状态图可知，1 6 q a m 的一半矢量点是处于 对角线上的，和q p s k 的矢量点分布类似。而另半不是分布在对角线上， 但也不是像8 p s k 调制信号那样分布在个圆周上。因而采用如松尾环那 样的基带处理方式已不能完成消除已调信号中的调制信号，必须寻找新的 基带处理方式。 1 ) 选通门数字修正c o s t a s 型 从1 6 q a m 空间矢量点在四个象限的分布情况来看，在每个象限中均 塑皇些! 墨兰型! i 竺堡墨 有阴个状态矢量，第一个象限的状态矢量为s 1 、s 2 、s 3 、s 4 。以第一个象 限为例s 1 和s 2 欠量具有对角线方向的相位，此相位是参考载波希望跟踪 的，而s 3 和s 4 矢量不具有对角线方向的相位，是参考载波不希望跟踪的， 在此成了干扰矢量。如果能够载波跟踪过程中扣除s 3 和s 4 矢量的影响就 可以利用四相环路的基带处理方式来组成载波恢复环和解调环路，这就是 选通门数字修币c o s t a s 型载波恢复环建立的思路。此高速同步解调方案是 同本n t t 公司提出的一种方案，其原理是在四相松尾环的基带处理部分的 基础上又加上了选择控制电路，它们用来识别偏离对角线的矢量。若是信 号不在对角线上，那么解调器输出同相臂与正交臂的基带信号的幅度将不 等，这时产生一信号禁止码元位同步信号，使其不对u d 抽样，从而扣除了 u 。中与不在对角线上矢量的相位有关的信息。经过扣除后，带有选通控制 的1 6 q a m 同步解调环和四相松尾环具有相同的鉴相特性和构成特点。这 种方式的1 6 q a m 解调环由于消除了偏离对角线的矢量对环路的干扰作 用，因而大大改善了环路的跟踪性能。环路内还采用了码元位同步对误差 信号进行抽样，目地在于：一是将该时刻的有效信息一直保持到下一个有 效信息的到来，以便有效的扣除干扰矢量对环路的影响。二是可进一步提 高环路的增益，有利于环路的跟踪。虽然此方案优点很多，但从载波跟踪 角度来看，不起作用的矢量将会降低环路的增益不利于环路的跟踪。另 外，环路内加入选择控制门后，也会引入和调制码型有关的信息，同样也 要增加提取后的载波相位抖动，从而限制了环路信噪比的进一步提高，降 低了同步解调器的解调质量。 2 ) 相轨迹旋转式数字c o s t a s 环 这是日本n e c 公司研制的修正c o s t a s 环路，它是一种误差处理交叉 相乘的c o s t a s 型基带处理载波恢复环路。其在设计时是使不同的矢量点在 锁相过程中进行导相相轨迹旋转收敛，也就是说相轨迹收敛成稳定捕捉点， 各矢量点成为稳定相点，其矢量点围绕原点以旋涡状旋转形式收敛成稳定 捕捉状态。浚电路可以把每个矢量点全动用起来，发挥它们的积极作用。 3 ) 估值型载波恢复环 这是一种高精度的载波提取环路。它是法国国家电信中心实验室 塑皇些! 叁兰塑! ! ! 兰! 竺兰 f c n e t ) 提出的，也称为通用环。其估值误差可以表示为x c 一八x c 及x s 一八 x s ，所以环路在无噪声时的等效鉴相特性可以表示为： u ( 中) = s g n ( x c 一八x c ) o s g n ( x s ) 一s g n ( x s 一八x s ) o s g n ( x c ) ( 2 15 ) 值得注意的是这里的x c 和八x c ，x s 和八x s 均为从恢复比特流中获得的多 电平信号。 通用环基带处理载波恢复方式的优点是：a 、对所有的调制方式均适 用。b 、在1 6 q a m 状态下，它使用了所有的调制态，无调制噪声，而且调 制速度快。c 、实现起来较为容易，数字集成化程度较高，稳定性也较好。 d 、无假锁点。 4 1估值均衡联合型载波恢复 高速多状态同步解调器的估值均衡联合型基带处理方式是美国贝尔 公司最早提出的，是优质同步解调基带处理载波提取环路的实施方向。因 为多径衰落而导致的波形失真依然会使估值型载波提取环路引起明显的相 位抖动，热噪声也会引起相位抖动。另外解调环内时延量的控制调整不适 当时也会引起相位抖动。一种直接的解决方法是构成估值均衡及载波恢复 c n 陆 圉2 2 32 估值均衡及载波恢复联合自适应控制环路 塑塞些三叁兰塑! ! 竺堡苎 联合自适应控制环路，如图2 2 3 2 所示。 图中基带自适应横向均衡及其基带判决反馈均衡器是专门用来校正 因多径衰落而引起的波形失真：自适应抖动均衡器是用来校正环内的时延 效应而引起的相位抖动，从而达到降低相位抖动的目的。这些均衡器的控 制信号c t r 、c c r 、c d f 均可取自载频提取的基带控制信号处理电路。与此 同时，在基带控制信号处理器中还可以取出c a g c 信号，用以控制输入 1 6 q a m 调制信号的幅度使之恒定。还可以取出c q c 信号自适应的控制调 整本地载波n 2 移相器的相角等。 总的来说，估值均衡联合型解调器已成为目前高速多状态同步解调环 的努力方向。其优点如下：( 1 ) 可实现调制方式通用化，适用于m p s k 、 m q a m 等一般高速电平调制方式。( 2 ) 充分利用每一信号矢量点，直接借 助估值理论进行载波提取、调整误差设计，其调整速度快，也即捕捉速度 快，而且调制抖动噪声小。( 3 ) 采用数字化方式进行基带处理型载波恢复 有利于码速的通用化及集成化。( 4 ) 环路分析表明，它不存在实际应用中 的假锁点。( 5 ) 可以方便地组装上自适应输入电平控制及自适应相位误差 校e 电路，有利于维持恒定的环路噪声性能、捕捉性能及波形失真校正性 能。 2 2 4 高速同步解调器的位定时恢复技术 当数字信号在接受端被接收下来后，因为它带有失真、干扰和噪声， 因此一定要对同步解调后的基带信号用位同步脉冲进行抽样判决再生，以 还原出整齐规则的信号码流。在高速同步解调器中的基带处理电路以及最 后的差动解码中均要位同步信号这个频率标准，当位同步信号本身有抖动、 错位或者抖动沿线累积就会直接降低通信设备的抗干扰性能，增加误码甚 至发生传输中断。因此恢复好的位定时信号不仅对传输设备本身而且对整 个系统、线路与网路均有至关重要的意义。 2 2 4 1 位同步信号的提取 位同步信号的提取方法总的来说可分为两大类，一是外同步法：另一 塑窒些! 叁兰竺! ! 竺堕皇 类是自同步法。所谓外同步法就是指位同步信息的传递往往靠发端发送导 频或是把同步信息寄托在调制信号的包络上。在被传送的数字信号频谱 巾插入位同步导频即称插入导频法。所谓自同步法即指利用数字信号本身 来传送同步信息。 由于前者要牺牲一定的频带和信号功率，所以在大容量数字微波传输 中一般对此方案均不采用，从而后者是经常被采用的一种方案。