A3941 汽车应用的全桥MOSFET驱动器.doc

A3941 汽车应用的全桥MOSFET驱动器特性与优势 全桥N-MOSFET大电流驱动 高端和低端PWM开关 电荷泵用于低电压源应用 TOP-OFF电荷泵实现100%PWM 可调死区时间用于横向传导保护 5.5至50V电压范围 内部包括5V基准电压 诊断输出 低功耗睡眠模式简述 A3941是一个能够驱动外部N沟道MOSFET的全桥驱动器，特别适用于汽车应用的大感性负载，如刷式DC马达。独特的电荷泵能够在电源低至7V时满幅（10V）驱动门极，甚至在5.5V时仍可以进行简单驱动。引导（bootstrap）电容能够提供高于电源的电压来驱动N-MOSFET。内部的电荷泵用于高端的驱动并允许DC（100%占空比）操作。用二极管或同步整流可以实现快速和慢速衰减模式的全桥驱动。慢速衰减模式时，反向电流通过高端或低端FET。同时FET受到电阻调节的死区击穿保护。内部的诊断电路能够指出欠压、超温、桥故障和可配置的多功能MOSFET保护。功能描述A3941是一种全桥MOSFET前置驱动器，单7至50V工作电源。内部包含一个5V逻辑电压源。4个高电流门驱动器有能力驱动宽范围的N-MOSFET，它们被配置成2个高端驱动器和2个低端驱动器。A3941包含必要的电路确保在电源低至7V时，FET的高端和低端（G-S）门极电压同时高于10V。假如电压跌落，在5.5V时仍能保证正确的功能，但是会降低门极的驱动电压。A3941可以被MCU输出的单路PWM信号驱动，并可被配置为快速或慢速衰减模式。快速衰减可以提供4象限电机控制，而慢速衰减适合2象限地电机控制或者简单感性负载。慢速衰减模式时，反向电流穿过高端或者低端MOSFET。任何情况下，同步整流可以提高桥的效率。外部桥击穿能够被可调死区避免。低功耗睡眠模式允许A3941、桥和负载连接到车的电源上而不必外加电源开关。A3941包括一些保护功能：欠压、超温和桥故障。故障状态可以被MCU感知，它有2个故障输出端，FF1和FF2，可以提供给外部。电源单电源有必要通过一个反压保护电路连接到VBB引脚。电源需要连接一个陶瓷电容至GND滤波。VBB电压在7至50V范围内A3941能够进行标准参数的运转，电压低至5.5V时能保证正确的功能。因此它能在复杂的车载（电源）环境下使用。V5脚：内部是一个电压源，用于低电流的外部上拉电阻应用。同时，这个电压源也用于内部逻辑电路，所以用一个至少100nF的电容连接至GND滤波。它在RESET为低时是禁用的。门驱动器A3941设计用于驱动外部的、低导通电阻的N-MOSFET。瞬时它能提供较大的电流用于充电或放电外部FET的门极电容，从而来减少外部FET在开关期间的消耗。充、放电的速度可以被连接在FET门极的外部电阻按系数控制。门驱动电压调整器：内部调整器能够驱动门极并限制其提供的最大电压。当VBB电源超过16V，调整器相当于简单的线性调整器。当低于16V时，电压由起动转换电荷泵维持，同时需要在CP1和CP2引脚间连接一个泵电容。电容最小值为220nF，典型值为470nF。调整器电压标称为13V，可以在VREG脚测试到。一个足够大容量的储能电容需要连接到VREG脚，用来提供低端驱动和引导电容的瞬时电流。TOP-OFF电荷泵:附加的TOP-OFF电荷泵用来供给每一相供电。电荷泵允许维持不确定的外部FET的高端门驱动电压，确保实现100%PWM驱动。它属于低电流电荷泵，仅作用在高端FET开启时。浮动的高端驱动需要一个较小的偏置电流（1000nF）会延长。如果启动电容电压没有达到极限电压超过大约200us，低压故障将被置位。VREG电容选择内部电压基准，VREG，提供低端门驱动电流和引导电容的充电电流。当低端FET开启时，门驱动电路提供必要的较大瞬时电流到门，得以尽快的开启FET。这个几百毫安的电流不能由输出受限的VREG整流器提供，必须由连接到VREG的外部电容提供。高端FET的开启电流和低端FET的接近，但是主要由引导电容提供。然而，引导电容需通过VREG整流器输出进行再充电。不利的情况是，在低端开启之后，会发生很短时间的引导再充电。这意味着连接在VREG和AGND之间的电容的值应该足够大，以减少低端FET开启和引导电容再充电联合导致的VREG电压短暂的跌落。合理的值应为20xCBOOT。最大工作电压总是小于VREG,所以电容耐压可以低于15V。这个电容要尽量贴近VREG脚放置。电源退耦因为这属于开关电路，开关动作的节点处所有的电源都会产生电流毛刺。像所有类似的电路一样，电源连接处需要一个滤波的陶瓷电容并接在电源引脚和地之间，典型值100nF。这些电容要尽量贴近VBB、V5和GND脚放置。电源消耗应用中往往希望能在高温环境下工作，芯片的电源消耗将是关键因素。小心注意确保工作的条件允许A3941保持在安全的联结温度内。A3941的电源功耗可以估算如下：若则N为PWM周期中FET的开关数量，N=1表示慢速衰减模式的二极管整流，N=2表示慢速衰减模式的同步整流或快速衰减模式的二极管整流，N=4表示快速衰减模式的同步整流。印制板建议高频电路、快速的开关电路和大电流电路必须仔细的考虑PCB规划。下面是对这些考虑的建议： A3941的地、GND和外部的FET的大电流返回端应分别的连接到电源滤波电容的负端。这样可以减小驱动器的逻辑和模拟噪声。 外部裸露的焊盘应连接到GND脚，即控制电源地（见figure 4）。 外部FET的源极和漏极的接线端应使用短而宽的铜导线以减少感生电容。这些接线端包括电机连接线、输入电源母线和低端FET的源极公共端。这将减少大负载开关电路的电压感应。 在FET的源极和漏极间并接一个100nF的陶瓷退耦电容可以限制由线路感应产生的快速短暂的电压毛刺。 确保门的放电回路连接到Sx和LSS尽量短。这些线路上的任何电感将在A3941相应的引脚上产生超过极限指标的负的跳变。如果可能出现这种情况，应使用钳位二极管连接到GND以限制反向偏置电压。 像RDEAD和VDSTH这样敏感的连接，具有很小的地电流，需要独立连接到纯净的地（见figure 4），尽量靠近GND脚。这些敏感部分不应直接连接到电源公共端或者公共的地层上。必须直接连接到GND引脚上。 VBB、VREG和V5的电源退耦应连接到控制电源地，即独立贴近连接到GND引脚。退耦电容应贴近相关的电源引脚。 如果印制板的空间受限，净地和控制地可能是结合体。这种情况下，应确保死区电阻的接地端应尽量贴近GND引脚。 用屏蔽探针测量LSS脚和GND脚的瞬时峰值电压，如果电压超过数据表中的极限值，像figure 4所示在一个或全部LSS和GND引脚增加额外的钳位电容。 门的充电回路和放电回路将携带一个大的瞬时脉冲电流。因此，GHx、GLx、Sx和LSS的连线应尽量短以减少线路的电感。 为LSS到电桥公共点提供一个独立的连接。不推荐LSS直接连接到GND脚,这将给死区时间等敏感功能注入噪声