（控制理论与控制工程专业论文）感应加热用e类软开关逆变器.pdf

中文摘要 e 类逆变器是上世纪7 0 年代出现的一种高效的软开关功率变换器，由于e 类逆变器是在软开关状态下工作，可以在很高的频率下保持非同寻常的效率，而 且电路拓扑结构简单，使用一个开关管，就可以获得很好的正弦波输出。 以往的e 类逆变器大多采用m o s f e t ( 场效应管) 做开关管，由于场效应管 的开关速度很快，开关损耗较小，频率可以做的很高，但是场效应管的功率容量 很有限，只能用在小功率的场合，e 类软开关逆变器要想应用在大功率高频开关 电源的设计中，就必须使用大功率容量的开关管。 本文主要研究了感应加热用的e 类软开关逆变器。使用i g b t 做开关元件， 目的是既要获得比m o s f e t 更高的输出功率，又要使i g b t 在保持高效率的前 提下能够在更高的频率下工作，并将其应用感应加热中要求功率不是很高，频率 要求比较高的场合。如果采用双e 类逆变器，在开关管上承受同样大的电压应力 的情况下，即可使输出功率提高到原来的4 倍。这种拓扑结构在原有频率不变的 情况下，极大提高了输出功率，对下一步开发研究高频大功率逆变电源提供了广 阔的前景。 本文对两种e 类逆变器进行了详细的研究，在参阅国内外相关文献的基础 上，通过对e 类逆变器的仿真和分析，设计了e 类逆变器的控制电路，为e 类 逆变器在感应加热中应用打下基础。 关键词：e 类软开关逆变器感应加热电源i g b t a bs t r a c t c l a s sei n v e r t e ri so n ek i n do fh i g h l ye f f e c t i v es o f ts w i t c hp o w e rt r a n s f o r m e r w h i c ha p p e a r si nt h el9 7 0 s b e c a u s ec l a s sei n v e r t e rw o r k su n d e rt h es 0 1 f is w i t c h c o n d i t i o n ，i tm a ym a i n t a i nt h eu n u s u a le f f i c i e n c yu n d e rt h ev e r y h i g hf r e q u e n c y m o r e o v e ri t se l e c t r i cc i r c u i tt o p o l o g yi ss i m p l e ，s ot h a ti tm a yo b t a i nt h ev e r yg o o d s i n ew a v eo u t p u tb yu s i n gas w i t c h i n gv a l v e t h ef o r m e rc l a s sei n v e r t e rm o s t l yu s e dm o s f e t ( f i e l de f f e c tt u b e ) t ob et h e s w i t c h i n gv a l v e b e c a u s et h ef i e l de f f e c tt u b es w i t c h i n gs p e e di sv e r yh i g hw i t hs l i g h t s w i t c hl o s ss l i g h t l y , t h ef r e q u e n c ym a yr e a c hv e r yh i 曲b u tt h ef i e l de f f e c tt u b e p o w e rc a p a c i t yi sv e r yl i m i t e d ，s oi tc a no n l yu s ei nt h el o wp o w e r s i t u a t i o n i no r d e r t ou s et h ec l a s sei n v e r t e ri nh i g h - p o w e rh i g h f r e q u e n c ys w i t c h i n gp o w e rs u p p l y d e s i g n ，i ti sn e c e s s a r y t ou s eh i g h - p o w e rc a p a c i t ys w i t c h t h ec l a s ses o f ts w i t c h i n gi n v e r t e ru s i n gi nt h ei n d u c t i o nh e a t i n gi si n v e s t i g a t e d i nt h i sp a p e r i no r d e rt oo b t a i nt h eh i g h e ro u t p u tp o w e rt h a nt h em o s f e ta n dh i g h e r f r e q u e n c yw i t h t h eh i g he f f i c i e n c y , w ec h o o s ei g b t a st h es w i t c he l e m e n t a n dt h i se i n v e r t e rc a nb eu s e di nt h ec a s eo ft h a tw h i c hn e e d sn o tv e r yh i g ho u t p u tp o w e rb u t h i g h e rf r e q u e n c y i fu s i n gd o u b l eei n v e r t e rt o p o l o g yi tc a nm a k et h eo r i g i n a lo u t p u t p o w e rt ob ei n c r e a s e d4t i m e s ，w h e nt h es w i t c hi su n d e r t h es a m ev o l t a g es t r e s s t h i s t o p o l o g yw i t ht h es a m ef r e q u e n c ya si nt h eo r i g i n a lc a s eg r e a t l yi n c r e a s e st h eo u t p u t p o w e r , s oi tp r o v i d e sab r o a dp r o s p e c to ft h en e x td e v e l o p m e n t o fh i g hp o w e rh i g h f r e q u e n c yi n v e r t e r i n t h i sp a p e r , t h et w oc l a s sei n v e r t e r sa r ed e t a i l e db ys t u d i e d b a s e do nt h e a v a i l a b l ed o c u m e n t sa th o m ea n da b r o a do nt h i ss u b j e c t ，w ed e s i g nt h ec o n t r o lc i r c u i t o fc l a s sei n v e r t e r , a n dl a yt h eg r o u n d w o r ko fa p p l y i n gt h ec l a s sei n v e r t e ri n i n d u c t i o nh e a t i n gb yt h e s i m u l a t i o na n da n a l y s i so ft h ec l a s sei n v e r t e r k e yw o r d s ：c l a s ses o f ts w i t c h i n gi n v e r t e r , i n d u c t i o nh e a t i n gp o w e r , i g b t , 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得鑫鲞盘堂或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：毒弋氆玉 签字日期： 刎年6 月ff 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解蠢鲞盘堂有关保留、使用学位论文的规定。 特授权苤鲞盘鲎可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：哉磕 签字日期：0 1 年月1 1 日 导师虢阀欺次 签字日期：) 年月，日 第一章绪论 第一章绪论 1 1 感应加热电源的基本原理圆 感应加热是目前一种较理想的加热工艺，其基本工作原理如图1 1 。图中a 为负载线圈，b 为被加热的金属工件，若线圈a 中流过交流电流，就会产生相 同频率的交变磁通。交变磁通又在工件b 中产生感应电势乞，引起电流之，使 工件b 加热，这种加热方式称为感应加热。 交变磁通 图1 - l 感应加热原理 由此可见，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的金属，然后电能在 金属内部转变为热能。感应线圈与被加热金属并不直接接触，能量是通过电磁感 应传递的。为了将工件加热到一定的温度，或使之熔化，要求工件中的感应电动 势岛尽可能大。加大岛的途径，一是增加线圈中的电流，可以增加工件中的交 变磁通；二是提高电流的频率，由于工件中的感应电动势p ，正比于磁通变化 的速率，电流的频率越高，磁通的变化越快，厶就越大。从另一方面看，为了得 到同样的加热效果，频率越高，磁通和电流就可以小一些，这可减小线圈中 的铜耗，提高设备的电效率。 感应加热的最大特点是将工件直接加热，其优点是工件加热速度快、温度容 易控制、加热过程中不会混入杂质及金属烧损小等，已经广泛应用于金属熔炼、 透热、弯管、焊接、表面淬火等热加工和热处理领域。 第一章绪论 1 2 感应电源的发展现状m 珀刀 1 2 1 国外感应加热电源现状 低频感应加热的特点是透热度深、工件径向温差小，因此热应力小，工件变 形小，比较适合大型工件的整体透热、大容量炉的熔炼和保温。目前，在低频感 应加热场合普遍采用传统的工频感应炉。国外工频感应加热装置可达数百兆瓦， 用于数十吨的大型工件的透热或数百吨的钢水保温。预计短期内，以固态器件构 成的低频感应加热电源在功率容量、价格和可靠性方面还难以与简单的工频感应 炉竞争，虽然其效率、体积和性能均优于工频炉。 在中频( 1 5 0 h z 1 0 k h z ) 范围内，晶闸管感应加热装置已完全取代了传统的中 频发电机组和电磁倍频器，国外的装置容量己达数十兆瓦。 在超音频( 1 0 1 0 0 k h z ) 范围内，早期基本是空白，晶闸管出现以后，一度曾 采用晶闸管以时间分割电路和倍频电路构成的超音频电源。八十年代开始，随着 一系列新型功率器件的相继出现，以这些新型器件( 主要有g t o ，g t r , m c t ， i g b t , b s i t 和s i t h ) 构成的结构简单的全桥型超音频固态感应加热电源逐渐占 据了主导地位，其中以i g b t 应用最为普遍，这是因i g b t 使用起来方便可靠， 很受电路设计者的欢迎。1 9 9 4 年日本采用i g b t 研制出了1 2 0 0 k w 5 0 k h z 的电流 型感应加热电源，逆变器工作于零电压开关状态，实现了微机控制。西班牙在 1 9 9 3 年也已经报道了3 - 6 0 0 k w 1 0 0 k h z 的i g b t 电流型感应加热电源，欧、美地 区的其它一些国家如英国、法国、瑞士等的系列化超音频感应加热电源也达数百 千瓦。 在高频( 1 0 0 k h z 以上) 领域，国外目前正处于从传统的电子管振荡器向固 态电源的过渡阶段。以日本为例，其系列化的电子管振荡器的水平为 5 1 2 0 0 k w 1 0 0 5 0 0 k h z ，而其采用s i t 的固态高频感应加热电源的水平可达 4 0 0 k w 4 0 0 k h z ，并且在l9 8 7 年就己开始研制12 0 0 k w 2 0 0 k h z 的s i t 电源。欧 美各国采用m o s f e t 的高频感应加热电源的容量正在突飞猛进，例如西班牙采 用m o s f e t 的电流型感应加热电源的制造水平可达6 0 0 k w 4 0 0 k h z ，德国的电子 管高频电源水平约为l l o o k w ，而其在1 9 8 9 年研制的电流型m o s f e t 感应加热 电源的容量已达4 8 0 k w h 0 2 0 0 k h z ，比利时的i n d u c t oe l p h i a c 公司生产的电流型 m o s f e t 感应加热电源的水平可达1 m w 1 5 6 0 0 k h z ，美国应达公司的网页上最 近可以看到他们已经推出2 0 0 0 k w 4 0 0 k h z 的m o s f e t 高频感应加热。 第一章绪论 1 2 2 国内感应加热电源现状 我国感应加热技术从上世纪5 0 年代开始就被广泛应用于工业生产中。上世纪 6 0 年代末开始研制鑫闻管巾频电源。到嚣前已经形成了一定范围的系列佬产品， 并开拓了较为广阔的应用市场。 在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，已经形成了 5 0 0 8 0 0 0 h z 1 0 0 。3 0 0 0 k w 的系列纯产晶。但国产中频电源大多采用并联谐振逆变 器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同时，尽快研制出 结构简单，易于频繁启动的串联谐振逆变中频电源也是中频领域有待解决的问 题。 在超音频领域的研究工作八十年代己经开始。浙江大学采用罴阚管倍频电路 研制了5 0 k w 5 0 k h z 的超音频电源，采用时间分隔电路研制了3 0 k h z 的晶闸管超音 频电源。从九十年代开始，国内采用i g b t 研制超音频电源。浙江大学研制开发 的2 5 0 k w 5 0 k h z 超音频电源己经产品佬。透期，浙大已经研制出1 0 0 k w 2 5 0 k h z 的电流型感应加热电源，而在电压型电源方面也取得了一定的成果，如 5 0 k w 2 0 0 k h z 的产品已经实验通过。但这与国外的水平相比还有一定的差距。 1 3 功率开关器件简介汹1 功率开关器件在其发展过程中，始终如一的追求目标就是要不断接近理想开 关的特性： 通态电阻为零，通态电流无穷大 断态电阻无穷大，阻断电压无限高 开关过程无延时，开关控制无损耗 因此，在功率器件的发展过程中，其频率特性和容量得到不断地改进和提高， 同时从器件的机理和电路的设计等方面着手不断降低器件的驱动损耗、通态损耗 和开关损耗。 功率器件始于1 9 5 6 年g e 公司生产的普通晶阐管( s c r ) 的问世，它是半控 型器件，只能控制其导通，不能控制其关断，晶闸管的关断必须另用强迫换相电 路。茸前，晶阉管容量水平为8 k v 4 k a 和6 k v 6 k a ，主要用在高蘸大容量场合， 例如h v d c 、s v c 、高压变频调速等。我国正在建设的贵广( 贵州安颓一广东肇 庆) 线5 0 0 k v ，3 0 0 0 m w 直流输电工程将采用e u p e c 公司生产的5 i n 自保护光触 发晶闸管( l t t ) 。 第二代器件是2 0 世纪7 0 年代的电力晶体管( g t r ) 、可关断晶阐管( g 哟) 第一章绪论 和功率场效应晶体管( m o s f e t ) 。g t r 是一种双极型大功率高耐压晶体管，是 电流控制的鸯关断器件，鲢前额定值忍达1 8 0 0 w 8 0 0 a 2 k h z 、1 4 6 0 0 削5 l c l z 。 其缺点是驱动电流较大、耐浪涌电流能力差、易受二次击穿而损坏。g t o 是目前 耐压最高、电流容量最大的器件，由于是电流控制型器件，因而在关断时需要很 大的反向驱动电流，丽且邋态压降大、d u d t 及d i d t 耐量低，需要庞大的吸收电路。 这种器件具有赢电压、大容量的优势，容易实现串联，在工业传动和地面设备中 已有不俗的业绩。功率m o s f e t 是一种电压控制型单极晶体管，其驱动电路简单、 驱动功率小；仅有多数载流子导电，无少予存储效应，高频特性好，工作频率可 以高j 送_ i v l h z 级，用在k w 级功率时，其频率也可以达到几百k h z ；没有二次击穿 问题，安全工作区广。它的缺点是电流容量小、耐压低、通态压降高，不适宜运 用予大功率装鹭。在小功率场合，功率m o s f e t 基本取代g t r 和g t o ，在中功率 阶段可以采用m o s f e t 并联实现。 第三代器件是2 0 世纪8 0 年代的绝缘栅双极型晶体管( i g b t ) 和m o s 可控晶 闸管( m c t ) 。i g b t 是m o s f e 啼g t r 的混合集成。i g b t 是由美国g e 公司和 r c a 公司于1 9 8 3 年首先研制的。经过2 0 年的发展，智能型的i g b t 已经感现，丽 且已经达到容量1 2 0 0 a 以下，2 0 0 0 v 以下的产品化，同时，已经开发出6 5 k v 的高 压i g b t 。i g b t 集g t r 通态压降小、载流密度大、耐压商和m o s f e t 驱动功率小、 开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好酶优点子一身。另外，透过更精确的表面 图形设计和扩散工艺的改进，进一步改善了i g b t 的性能。新开发的c s t b t ( 载 流子存储挖槽栅双极型晶体管) 与传统的i g b t 相比，通态压降较小，耐短路电 流麓力提高，而电薹u c e 其有正温度系数的特点使其曼容易并联。基于设计规范 化和降低生产成本的考虑，集成式结构式这种器件的一大特点。把i g b t 器件及 其反并联二极管、门极控制单元、保护监测装置、引线甚至水冷散热器集成在一 个模块中，构成一个开关组件；此外，还可以进一步把逆交器同楣电路的上、 下两组件集成在一起。m c t 是由m o s f e t 与晶闸管复合而成的薪型器件，它既具 备功率m o s f e t 输入阻抗高、驱动功率小、开关速度快的特性，又兼有晶闸管高 电压、大电流、低压降的优点，并且具有很强的导通d i 愆t 和阻断d v d t 熊力，其值 高达2 0 0 0 a u s 和2 0 0 0 v u s ；其工作节温亦高达1 5 0 2 0 0 c 。己经研制出的阻断噬压 达4 0 0 0 v 的m c t ，7 5 a 1 0 0 0 v 的m c t 已应用于串联谐振变换器。应该说，m c t 是一种性能颇为理想的电力电予器件，随着性价比的不断提高，m c t 将逐渐走 入应用领域并有可能取代高压g t o ，与i g b t 的竞争亦将在中功率领域展开。 在这期间，也出现一些上述器件的衍生器件，如增强型晶闸管( i e g t ) 、 射极关断晶闸管( e t o ) ，还有r s d ( 反向开关四层两端晶闸管) ，它是上世纪 8 0 年代中期前苏联科学家研制成功的。僵嘲子这些器件有不同程度上的缺陷，最 第一章绪论 终并没有得到推广，只是在很少的场合得到应用。 第四代是2 0 世纪9 0 年代的功率集成电路( p i c ) ，它是指功率器件与驱动电 路、控制电路、保护电路等的总体集成。一般来讲，p i c 分为高压功率集成电路 ( h v i c ) 、智能功率集成电路( s p i c ) 和智能功率模块( i p m ) 。h v i c 是多个 高压器件与低压模拟器件或逻辑电路在单片上的集成，由于它的功率器件是横向 的、电流容量较小，而控制电路的电流密度较大，故常用在小型电机驱动、平板 显示驱动及长途电话通信电路等高压小电流场合。s p i c 是有一个或几个纵型结构 的功率器件与控制和保护电路集成而成，电流容量大而耐压能力差，适合作为电 机驱动、汽车功率开关及调压器等。i p m 除了集成功率器件和驱动电路以外，还 集成了过压、过流、过热等故障检测电路，并可将监测信号传送至c p u ，以保证 i p m 自身在任何情况下不受损坏。当前，i p m 中的功率器件一般由i g b t 充当。 上述各种器件一般是由硅半导体材料制成的。除此之外，近年来还出现了很 多具有高载流子迁移率、强的热电传导型以及宽带隙的新型半导体材料，如砷化 稼( g a a s ) ，碳化硅( s i c ) ，磷化锢( i n p ) 以及锗化硅( s i g e ) 等，这将有 助于开发新一代高节温、高频率、高动态参数的器件。 可以看出，器件的发展特点是向全控化、集成化、高频化、多功能化方向发 展。而每一次新器件的出现，都会给电力电子行业带来新的变化。无疑，器件的 发展也会为感应加热电源的高频、高功率、高效率和智能化的发展奠定基础。 1 4 论文选题意义及主要工作 由于e 类逆变器可以在很高的频率下保持很高的效率，可以得到很好的正弦 波，在工业生产中得到越来越多的应用。e 类逆变器可以很好的应用在d c d c 变换，d c a c 变换中，可以应用在要求很高频率的正弦波输出的场合。 以往的e 类逆变器大多采用m o s f e t ( 场效应管) 做开关管，由于场效应管 的开关速度很快，开关损耗较小，频率可以做的很高，但是场效应管的功率容量 很有限，只能用在小功率的场合，本文针对其功率容量有限的缺点提出两个方法 解决其功率问题，以期能应用到感应加热中： 1 、使用i g b t 做开关元件，它既具备功率m o s f e t 输入阻抗高、驱动功率小、 开关速度快的特性，又兼有晶闸管高电压、大电流、低压降的优点，目的是既要 获得比m o s f e t 更高的输出功率，又要使i g b t 在保持高效率的前提下能够在更 高的频率下工作，并将其应用感应加热中要求功率不是很高，频率要求比较高的 场合。 2 、采用双e 类逆变器，在开关管上承受同样大的电压应力的情况下，只需在 第一章绪论 原有的e 类逆变器的基础上适当改变电路，即可使原有的输出功率提高到4 倍。这 种拓扑结构在原有频率不变的情况下，极大提高了输出功率，对下一步开发研究 高频大功率逆变电源提供了广阔的前景。 本论文将主要对e 类软开关逆变器进行研究，在理论分析和仿真实验的基础 上，设计感应加热用e 类逆变器的控制电路，达到锁频锁相的功能，本文的主要 工作如下： 1 ) 分析和研究感应加热电源和e 类逆变器的工作原理，为以后的仿真和设 计控制电路打下基础； 2 ) 应用o r c a d 仿真软件对e 类逆变器进行仿真研究，并且分析各种状态 下的i g b t 的驱动脉冲、电压、电流以及功率波形，做为设计控制电路的基础； 3 ) 设计控制电路，。分析仿真结果中的驱动脉冲和负载谐振频率、以及相位 关系，设计锁频锁相电路，保证逆变器工作在最佳或者准最佳状态。 第二章e 类逆变器 2 1e 类逆变器3 1 m 晦1 第二章e 类逆变器 对于感应加热的逆变器，提高开关管的效率是非常重要的，如果能够将开关 管的效率由8 0 提高至1 1 9 0 ，我们就可以将开关管上的功率损耗降低一半，可以 将输出功率加倍，可以将开关管的散热片的体积和重量减半，可以降低开关管的 温升，减少开关管损坏的可能性，提高设备的可靠性。现在随着能源消耗的不断 增长，对能源的需求越来越大，提高逆变器的效率，就可以显著的降低能源消耗， 从而降低生产成本。随着科学技术的发展，各种电气设备变得越来越小，这就要 求给其提供电能的电源变得越来越小，具有更高的功率密度，如果我们能够提高 开关管的效率，就可以使开关管在更高的频率下工作，就可以减少逆变器中电感 和电容的容量，减少了感应加热电源的体积。所以提高开关管的效率是意义重大 的。 要提高开关管的效率，我们应主要从以下几方面努力： l 、减少开关管导通时的电压降和断开时的漏电流，这主要是由开关器件本 身决定的，和负载并没有关系。 2 、减少开关管的开关时间，这主要是由开关器件本身和开关管的驱动电路 决定的，负载网络对开关管的开关时间有一定影响。 3 、减少开关管上同时存在的电压和电流的时间。 v 、 八、 弋 开关关 弋几 l 图2 1 最佳效率下的开关管的理想电压和电流波形 第二章e 类逆变器 我们以图2 1 为例，来分析这种负载网络要达到的目标： l 、开关断开后，电压上升有一个延迟时间，这可以确保在开关管的电流还 没有下降到零之前，开关管上不会有太高的电压，这样就可以大大降低关断损耗。 2 、在开关开通时，开关管上的电压回到零，实现零电压开通，这可以避免 了在开关管通过电流后，开关管还存在较高电压的情况。同时减少了开通时由于 开关管两端寄生电容放电造成的损耗，使开通损耗几乎为零。 3 、在开关管开通时，开关管上电压的变化坡度也恰好为零，这可以降低开 关噪声，同时可以减少开通时间，进一步减少开通损耗。 2 1 1 单e 类逆变器 e 类逆变器是7 0 年代出现的一种谐振变换器，自从出现就引起了广泛的关注， 得到了深入广泛的研究，每年都有不少关于e 类逆变器这方面的文章发表，相关 的产品也已有投入市场应用的。原因是e 类逆变器采用软开关方式工作，能够在 高频工作时保持不同寻常的高效，并能够输出很好的正弦波形。有资料显示，e 类逆变器的效率可以高达9 7 ，实践证明，e 类逆变器在提高开关电源的工作频 率和工作效率有显著的效果，有广阔的应用前景。 r 图2 2e 类逆变器原理图 e 类逆变器基本电路拓扑如图2 2 所示，电感厶的阻抗足够大，因而使流过的 电流为一个恒定的值。厶，g 为谐振元件，在负载l 让产生高频的正弦波输出。 g 为外加电容，目的是使开关管s i 作在理想状态。 工作原理： ( 1 ) 开关管s 导通时，电感厶中的电流全部流过s ，由于厶，c 2 在开通之前 己经储存了能量，这时厶，g ，r 就形成一个闭和的谐振回路。在负载吐就得 到一个正弦的输出。此时通过开关管s 的电流为电感厶中的电流和厶，c 2 ，r 谐 振回路中的电流之和。 ( 2 ) 当开关管s 关断时，由于开关管s 的两端并着一个电容g ，g 上的电压 第二章e 类逆变器 由零缓慢上升，从而使开关管s 在关断电流拖尾期间，两端的电压上升的幅值有 限。从而大大降低了关断损耗。 关断期间，厶，c ，r ，c i 形成一个闭合的谐振回路继续谐振，电感厶对 谐振回路充电，补充谐振能量。当电容c l 上的电压到零时，使开关管s 导通，从 而实现了开关管的零电压开通，也大大降低了开通损耗。至此，电路完成了一个 完整周期的工作，在负载r 上得到了一个完整正弦波输出。 一 y s 开关关 ： 开关开 图2 3 最佳状态下的e 类逆变器开关管的电压和电流波形 由图2 3 可见，在最佳状态下，e 类逆变器可以很好实现开关管的零电压下开 通和关断后开关管上的电压以有限斜率上升，从而大大降低开关管的开通损耗和 关断损耗，而且电路结构简单，使用一个开关管，就可以很容易获得较高频率的 正弦波输出。 2 1 2 双e 类逆变器嘲 1 9 7 5 年，s o k a l 提出的高频高效e 类放大器，以其逆变工作频率高，效率理论 值可达1 0 0 的优异特点得到很大的发展。然而，由于这种逆变器工作时开关管 要承受3 5 倍直流母线的电压应力，其直流侧输入电压受到了限制，以至限制了 整个逆变器的输出功率。相对于传统的e 类放大器，这种推挽式逆变器( 以下简 称双e 类逆变器) 开关管s 1 与s 2 共同承担输入电压的峰值，交替为负载提供高频 电流，使其输出功率可提高到原来的4 倍。 双e 类逆变器基本电路拓扑如图2 4 所示，电感厶，厶的阻抗足够大，因而 使流过的电流为一个恒定的值。l r ，c r 为谐振元件，在负载吐产生高频的正弦 波输出。c l ，c 为外加电容，目的是使开关管s i ，s 2 s e 作在理想状态。 第二章e 类逆变器 v 图2 - 4 双e 类逆变器拓扑电路结构图 t 、s l 由关断转向开通，s 2 由开通转向关断( 如图2 5 ) 。 s 2 j ，2 图2 - 5s l 开通，s 2 关断 ( 1 ) t 旷t 1 阶段：电流l 开始流入开关管s l ，开关管上的电流。开始上升， 即f ，。= l i o ，由于l 恒定，流向负载的电流f ，开始减少。此时由于开关管s 2 由开 通转向关断，流入s 2 的电流转入流向c 2 ，即负载电流乞与l 流向电容c 2 ，向电 容c 充电，充电电流t ，- - = i + 厶，电容c 2 上的电压开始升高。在这期间，负载电。 流i逐渐减少，直到负载电流减少到零，进入下一阶段。o ( 2 ) t l - t 2 阶段：负载电流开始换向，电流厶一部分向电容c 2 充电，另一 部分流向负载。此时负载电流t 开始反向上升( 规定负载电流从左向右为正向) ， 由于电流厶恒定( 厶= t ，+ i o ) ，电容c 的充电电流不断减少，直到减少到零， 此刻电流厶全部转向负载，即i o = 厶。 ( 3 ) t 2 - t 3 阶段：由于此时电容c 的电压已被充至最大，c ，开始放电，流 经c r ，r ，l r ，s l ，电容g 上的电压开始减少。此时i o = 厶+ f c ：。由于负载电流 不断上升，开关管s 1 上的电流也不断上升，此时丘。= t + i o 。 第二章e 类逆变器 2 、s l 由开通转向关断，s 2 由关断转向开通： ( 如图2 6 ) 上2 图2 6s l 关断，s 2 开通 ( 1 ) t 3 一t 4 阶段：流向开关管s l 的电流转移到旁路电容c 1 ，开始对电容c 1 进 行充电，即i o 。= l + i o ，此时由于开关管s 2 开通，电流厶分别转向开关管s 2 以及 负载。电容c 通过开关管s 2 放电，开关管s 2 的电流：逐渐增大，由于厶恒定， 负载电流逐渐减少，直到减少到零，负载电流开始换向，进入下一阶段。此时 ：= 厶。 ( 2 ) t 4 - t 5 阶段：负载电流开始转向开关管s 2 ，此时：= 厶+ i o ，开关管s 2 的电流继续增大，由于此时开关管s l 关断，t = i o + ，屯不断增大，不断减 少，直到减少到零，电容c i 的电压达到峰值。 ( 3 ) t 5 一t 6 阶段：电容c l 开始放电，此时i o = l + ，负载电流继续上升， 开关管s 2 上的电流为负载电流屯与厶之和，即开关管s 2 上的电流随着负载电流 的增大而增大。 电路波形图如图2 7 所示： 第二章e 类逆变器 、 s l e g 压 v s 。v l t 入 s开通 ，_ 、 1 5 1l e t ，、 。 ， 、 、 l 、， ， ，一岖 名么 ，。、 、 。 s 2 开通 1 s 2 l c 2 一一 f 、 ，。 。、 。 f 。，l t 、彰 f 4 f5 f 6 、。 厂 ， 1 口 厂 、 ou 图2 - 7 双e 类逆变器工作波形图 可以看出，两个滤波电感以及两个开关管的旁路电容相继为负载提供谐振电 流，相比于传统的e 类逆变器，产生的负载电流为原来的两倍，输出功率提高到 原来的4 倍。 采用双e 类逆变器，在开关管上承受同样大的电压应力的情况下，只需在原 有的e 类逆变器的基础上适当改变电路，即可使输出功率提高到原来的4 倍。这种 拓扑结构在原有频率不变的情况下，极大提高了输出功率，对下一步开发研究高 频大功率逆变电源提供了广阔的前景。 2 1 3e 类逆变器的3 种工作状态 e 类逆变器的工作状态受负载的影响很大。根据负载大小的不同，有3 种不同 工作状态，具体分析如下：最佳状态，准最佳状态，失调状态。我们一般允许工 作在最佳状态和准最佳状态，不允许工作在失调状态。各种状态的开关管的电压， 电流波形如图2 8 所示，图中u g 为驱动信号的电压波形，v s 为开关管两端的电压 波形，i s 为通过开关管的电流波形，厶为输出电流波形，开关管在时间坐标轴0 ， a ，b 点处开通和截止。下面就各种状态具体分析： 第二章e 类逆变器 、 o no f f 厂、 a l j 7 ； 、 o n o f f r f r 、 4a l - 旦面 ； j o c o t 0 、o no f f r l ；厂、 ia l 翔7 i；i i n 心 l ! ( a ) 最佳状态( b ) 准最佳状态( c ) 失调状态 图2 8e 类逆变器的三种工作状态 最佳状态： 如图2 8 ( a ) 所示，当r 为最佳负载，r 时，开关管两端电压，也就是开关 管两端并联电容上的电压在开关管开通时恰好谐振到零( 同时d v d t = o ) ，所以是 零电压开通，这时的开关损耗最小。 准最佳状态： 当负载r ，r ，如图2 8 ( c ) 所示，可见，开关管在其两端电压还未谐振 到零就开通，所以不是零电压开通，而且由于并联在开关管两端的电容c - 容量 较大，这时在电容c f 上还存在的正向电压直接对导通的开关管放电，会对开关 管造成很大的电流冲击，不仅这时的开通损耗很大，而且严重的时候还有可能损 珞 o l o 易 o 第二章e 类逆变器 坏开关管，所以这种情况是不允许的。 由以上分析可知，当e 类逆变器的参数确定以后，负载r 对变换器的工作状 态有很大的影响。只有在0 rs 如r 时，变换器才能保持较高的效率，并安全 的工作。 2 1 4e 类逆变器的谐振频率 1 、单e 类逆变器 如图2 2 所示，当开关管导通时，谐振回路由厶，c ，r 组成，此时的谐振 频率。和谐振回路的品质因数q 1 分别为： ，q l = 警 ( 2 - 1 ) t 2 鬲g 2 f 旺。) 当开关管断开时，谐振回路由厶，c l ，c 2 ，r 组成，此时的谐振频率：和 谐振回路的品质因数q 2 分别为： 22 ，q = t 0 9 0 2 ：2 ( 2 - 2 ) 可以看出，e 类逆变器工作时存在两个不同的谐振回路和谐振过程，两个谐 振回路的品质因数之间的关系为： 鱼：塑：j l ( 2 3 ) q 2 0 9 0 2vq + c 2 在这里引入一个在开关频率下的负载的品质因数q ： 口：堕 ( 2 4 ) 一“ r 为了保证电路安全工作，e 类逆变器的开关频率总是要满足0 9 0 。 彩0 9 0 ：，对 应的有g q l q 2 。从上面可以看出，当负载r 确定后，q ，q ，q 也就确定 了。我们将q l 称为最小品质因数。 2 、双e 类逆变器 如图2 4 所示，当开关管s l 导通( s 2 断开) 时，谐振回路由l r ，c r ，g ，灭 组成，此时的谐振频率绵。和谐振回路的品质因数q 1 分别为： 0 9 0 l2 ，q = 竿 ( 2 5 ) 当开关管s 1 断开( s 2 导通) 时，谐振回路由l r ，c r ，c l ，凡组成，此时的 谐t 懈0 9 0 ：和谐振回路的品质因数q 2 分别为： 第二章e 类逆变器 鳓22 ，q 2 = 竿 ( 2 6 ) 对于双e 类逆变器，一般来说c i = c 2 = c ，所以。= ，q = q 2 ，所以， 虽然双e 类逆变器工作在两个不同的谐振回路，但是由于外加电容参数相同，所 以谐振频率也相同，即= l = 0 ) 0 2 2 2e 类逆变器的设计和计算嘲阳 e 类逆变器采用软开关方式工作，能够在高频工作时保持不同寻常的高效， 并能够输出很好的正弦波形。 对e 类逆变器的分析基于以下的假定： l 、开关管是一个理想的开关，它具有零的饱和阻抗，零的饱和压降，断开 电阻无穷大，开关时间为零。 2 、谐振网络元件是理想的，它们是线性的，无损的，并且没有寄生阻抗， 电容c 己经吸收了开关管的输出电容和电感上的寄生电容，并且开关管的输出 电容是线性的，与开关管两端的电压无关。 3 、电感厶是无损耗的，并且电感量足够大，使得通过它的电流为一恒定的 直流，并且等于电路的直流供电电流i c c 。 2 2 i 单e 类逆变器的相关计算 下面简单介绍通过品质因数q 来计算e 类逆变器元件参数的计算公式。已知 输入直流e g 压, v c c ，要求输出功率p ，输出频率为f ，品质因数为q 。最佳负载的 计算公式为： r = ( 与华】0 5 7 6 8 0 1 ( 1 0 0 0 0 0 8 60 4 q 1 4 3 9 5 一丁0 5 7 7 5 0 1 + 丁0 2 0 5 9 6 7 卜) 其中是开关管的饱和导通压降。 电容c l 的计算公式为：，、 c 1 ：一! 一f 099866+091424一掣1+要(209 9 8 6 6 8 ) c 1 = 一i + 一二= 竿i + _ 二= ( ) 1 3 4 2 2 1 9 f r lqq 2 夕( 2 ，r f ) 2 厶 电容q 的计算公尊为：、， g 2 南( 蚕高o 1 0 4 8 2 3 ( 1 0 0 1 2 1q 。拦矧一靠协 第二章e 类逆变器 电感厶的计算公式为： 厶；罂( 2 1 0 ) 2 # f 电感厶的计算公式为： 厶m i n = 3 5 号 ( 2 一1 1 ) j 厶曲为电感厶允许的最小值。 我们知道谐振回路的品质因数绞对e 类逆变器的性能有很大的影响，在设 计e 类逆变器时，我们首先应确定一个合适的q ，q 较高时，负载上得到的正 弦波中的谐波成分就较低，波形就较好( 谐波的主要成分是二次谐波。幅度大约 是基波的0 5 q 倍) ，但是变换器的效率就会降低，q 较低时，变换器的效率 较高。但是输出的正弦波中的谐波成分较高，波形不好。我们在选择q ，的时候， 必须考虑到这两方面的因素，一般我们选择q 在5 到1 0 之间，这样既可以得到较 好的输出波形，又可以保证变换器有较高的效率。 2 2 2 双e 类逆变器的相关计算 双e 类逆变器的主电路参数的设计与传统单e 类逆变器的设计方法基本保持 一致。其具体设计公式如下所示： 负载品质因数： q = 去厝= 去= 警 协 谐振角频率： 1 旁路电容： 高频扼流电感： 谐振电感： 谐振电容： 鳓= ( 2 - 1 3 ) g = 纠觜( - + 券) 协 ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) = 苗c ，= 去( 1 + 矗矧 协 m 丽焉 一0 第二章e 类逆变器 输入功率： 圪= k 输出功率： = 薹尺 其中，r 为负载，f o 为负载电流，k 为直流。 2 3 开关管的电流下降时间对e 类逆变器的影响 ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) 以上e 类逆变器的分析和设计，是基于开关管的开关时间为零的假设，而实 际上，开关管的开通时间和关断时间都不可能为零，由于e 类逆变器的开关管是 零电压开通，开关管的开通时间对e 类逆变器的性能没有太大的影响，但是e 类 逆变器的开关管的关断实际上还是一个硬关断过程，关断时电流并不为零，需要 一个电流下降时间t ，才能下降到零，如图2 1 l 所示，在这段时间内，开关管上电 压和电流存在交叠，会对电路的性能产生一定影响。当开关的频率较低，电流下 降时间占整个开关周期的比例很小时，这种影响可以忽略不计，我们可以仍然使 用前面的分析和设计方法。当开关的频率很高，电流下降时间占整个开关周期的 比例较大，我们就必须考虑到它的形响，使用新的分析和设计方法。 下面简单介绍考虑了开关管的电流下降时间对e 类逆变器的影响后的设计方 法： r = 丽2 8 8e 乒2s i n 磊o - 河( n 研- 0 if ) ( 1 - 可e o s0 司) 2i v ： c - = 譬笨群去 厶= 警 印叠弓哥磊1 一 = ( 早2 巾啷千万 圪蹦= 2 嘭一3 哆+ 1 2 ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) ( 2 2 2 ) 上( 2 2 3 ) t a r ( 2 2 4 ) ，o s 够2 0 7 0 7 5 ( 2 - 2 5 ) 其中q 为谐振网络的品质因数，够是关断时电流下降时间0 对应的电角度， 第二章e 类逆变器 有够= 哆。以上各式是考虑了开关管关断时电流下降时间对电路性能有较大影 响时使用的计算公式，当开关管的电流下降时间占整个开关周期的比例很小时， 这种影响可以忽略不计，使用2 2 节的公式计算电路参数就可以了，由于在本文 中，所设计的变换器开关的频率还不是很高，开关的电流下降时间占整个开关周 期的比例很小，我们仍然使用2 2 节的公式来计算电路参数。 2 4e 类逆变器的调试嘲 由于实际电路中，电路元件的实际参数往往和设计参数不是完全一致，有可 能使e 类逆变器不是工作在最佳状态，往往还需要经过一定的调试过程才能使电 路工作在最佳状态，下面我们介绍e 类逆变器的调试过程。 图2 9 e 类逆变器v s 失调波形 图2 9 是e 类逆变器典型的v s 失调波形，由上图可以看出，开关管不是在零电 压下开通，因而会对开关管造成很大的电流冲击，严重时有可能损坏开关管，开 关管是不能在这种状态下工作的。 从上图可以看出，要想开关管在零电压条件下开通，关键是